co je koherentní světelný komunikační systém?

co je modulace intenzity s přímou detekcí (IM/DD)?

Aktuální optických lightwave komunikační systémy jsou založeny na jednoduché digitální přenosové schéma, ve kterém elektrický bit stream se používá k modulovat intenzitu optické nosiče, a optický signál, je zjištěn přímo na fotodiody převést původní digitální signál v elektrické doméně.

takové schéma se označuje jako modulace intenzity s přímou detekcí (IM / DD).

co je koherentní Optická komunikace?

V kontrastu s intenzitou modulace s přímou detekcí (IM/DD), mnoho alternativních systémů, dobře známý v souvislosti rádiové a mikrovlnné komunikační systémy, přenos informací pomocí modulační frekvence nebo fáze optické nosné a detekci vysílaného signálu pomocí homodynní nebo heterodynní detekce techniky.

Od fázové koherence optické nosiče hraje důležitou roli v realizaci těchto systémů, které jsou označovány jako koherentní komunikační techniky, optických komunikačních systémů, na jejich základě jsou tzv. koherentní lightwave systémy.

Koherentní komunikační techniky byly prozkoumány během 1980, a mnoho polních pokusů stanovena jejich proveditelnosti v roce 1990.

Proč Potřebujeme Koherentní Světelné Vlnové Systémy?

motivace použití koherentních komunikačních technik je dvojí.

1) citlivost přijímače lze zlepšit až o 20 dB ve srovnání se systémy IM / DD. Takové zlepšení umožňuje mnohem delší přenosovou vzdálenost (až dalších 100 km poblíž 1,55 um) pro stejné množství výkonu vysílače.

2) Použití koherentní detekce umožňuje efektivní využití šířky pásma vláken. Mnoho kanálů může být přenášeno současně přes stejné vlákno pomocí multiplexování kmitočtového dělení (FDM) s roztečí kanálů tak malou jako 1-10 GHz.

Základní Pojmy Za Koherentní Lightwave Systémy

1. Místní Oscilátor

základní myšlenkou ucelené lightwave systém je mix přijatý signál souvisle s continuous-wave (CW) optická pole, než je dopadající na fotodetektor (jak je znázorněno na obrázku 1 níže).

kontinuální terénní vlna je generována lokálně na přijímači pomocí úzké-tloušťka čáry laseru, tzv. místní oscilátor (LO), což je termín vypůjčený z rádia a mikrovlnná trouba literatury.

vidět, jak míchání signálu s lokální oscilátor může zlepšit výkon přijímač, dejte nám napsat optický signál pomocí komplexní notace jako

(Rovnice 1.1)

kde wo je nosná frekvence, Jako je amplituda, a Φs je fáze.

optické pole spojené s lokálním oscilátorem je dáno podobným výrazem,

(rovnice 1.2)

kde ALO, který, a ΦLO představují amplitudy, frekvence a fáze lokálního oscilátoru, respektive

skalární zápis je použit jak pro Es a ELO po tom, za předpokladu, že obě pole jsou shodně polarizované (polarizace-nesoulad problémy mohou být projednány později).

Od fotodetektor reaguje na optické intenzity optického výkonu dopadajícího na fotodetektor je dána

P = K|Es+ELO|2

, kde K je konstanta proporcionality.

Pomocí Eqs. (1.1 a 1.2), dostaneme

(Rovnice 1.3)

kde

(Rovnice 1.4)

frekvence

je známý jako střední frekvence (IF).

Když ω0 ≠ který, optický signál je demodulován ve dvou fázích, její nosná frekvence je nejprve převést na střední frekvence vIF (obvykle 0.1-5GHz), než signál je demodulován do základního pásma.

není vždy nutné používat střední frekvenci. Ve skutečnosti existují dvě různé koherentní detekční techniky, z nichž si můžete vybrat, v závislosti na tom, zda se vIF rovná nule. Jsou známé jako homodynní a heterodynní detekční techniky.

2. Homodynní Detekce

V tomto uceleném-detekční technika, místní-frekvence oscilátoru, který je vybrán, aby se shodují s signál nosné frekvence ω0 tak, že wIF = 0.

z rovnice 1.3 je fotoproud (I=RP, kde R je odezva detektoru) dán

(rovnice 1.5)

typicky PLO >> Ps a Ps + PLO pl PLO.

poslední člen v rovnici 1.5 obsahuje přenášené informace a používá je rozhodovací obvod. Zvažte případ, kdy je fáze lokálního oscilátoru uzamčena do fáze signálu tak, aby Φs = ΦLO. Na homodynní signálu je pak dána tím,

(Rovnice 1.6)

Výhody Homodynní Detekce

hlavní výhodou homodynní detekce je zřejmé z rovnice 1.6 pokud si všimneme, že proud signálu v případě přímé detekce je dán IDD(t) = RPs (t). Udává průměrný optický výkon , průměrná elektrické energie je zvýšena koeficientem pomocí homodynní detekce.

vzhledem k tomu, že PLO může být mnohem větší než , může zvýšení výkonu přesáhnout 20 dB. Ačkoli je také vylepšen šum výstřelu, ukazuje se, že homodynová detekce zlepšuje poměr signálu k šumu (SNR) velkým faktorem.

další výhoda koherentní detekce je zřejmá z rovnice 1.5. Protože poslední člen v této rovnici obsahuje signální fázi explicitně, je možné přenášet informace modulací fáze nebo frekvence optického nosiče. Přímá detekce neumožňuje fázovou nebo frekvenční modulaci, protože jsou ztraceny všechny informace o fázi signálu.

nevýhoda Homodynní detekce

nevýhoda homodynní detekce také vyplývá z její fázové citlivosti. Vzhledem k tomu, poslední člen v rovnici 1.5 obsahuje místní oscilátor fáze ΦLO explicitně, jasně ΦLO by měla být řízena.

v ideálním případě by Φs a ΦLO měly zůstat konstantní s výjimkou záměrné modulace Φs. V praxi jak Φs, tak ΦLO kolísají s časem náhodným způsobem. Nicméně, jejich rozdíl Φs-ΦLO může být nucen zůstat téměř konstantní prostřednictvím optické fázově uzamčené smyčky.

implementace takové smyčky není jednoduchá a komplikuje návrh optických homodynních přijímačů. Kromě toho, přizpůsobení vysílače a lokálních kmitočtů oscilátoru klade přísné požadavky na dva optické zdroje. Tyto problémy lze překonat použitím heterodynové detekce, jak je popsáno dále.

3. Heterodynní Detekce

V případě heterodynní detekce místní-frekvence oscilátoru, který je vybrán, aby se liší od signálu nosné frekvence ω0 takové, že střední frekvence wIF je v mikrovlnné oblasti (vIF ~ 1 GHz). Použitím rovnice 1.3 spolu s I = RP je fotoproud nyní dán

(rovnice 1.7)

protože PLO >> Ps v praxi je stejnosměrný proud (dc) téměř konstantní a lze jej snadno odstranit pomocí pásmových filtrů. Na heterodynní signál je pak dán střídavý proud (ac) výraz v rovnici 1.7 nebo

(Rovnice 1.8)

Podobně jako v případě homodynní detekce, informace mohou být přenášeny prostřednictvím amplituda, fáze nebo frekvence modulace optické nosné. Ještě důležitější je, že místní oscilátor stále zesiluje přijatý signál velkým faktorem, čímž zlepšuje SNR.

zlepšení SNR je však nižší o faktor 2 (nebo o 3dB) ve srovnání s homodynním případem. Toto snížení se označuje jako trest heterodynové detekce.

původ trestu 3dB lze vidět zvážením výkonu signálu (úměrného čtverci proudu). Protože ac přírody Iac, průměrný výkon signálu je snížena o faktor 2 až je v průměru za celý cyklus na střední frekvence (připomeňme, že průměr cos2θ nad θ je 1/2).

Výhody Heterodynní Detekce

výhody získané na úkor 3dB trest je, že přijímač design je značně zjednodušené, protože optické phase-locked loop již není potřeba.

fluktuace Φs i ΦLO musí být stále řízeny pomocí polovodičových laserů s úzkou šířkou čáry pro oba optické zdroje. Nicméně, tloušťku čáry jsou požadavky velmi mírné, když asynchronní demodulace režim se používá. Tato funkce je heterodynní detekce režimu velmi vhodné pro praktické provádění v koherentní lightwave systémy.

4. Poměr signál-šum

výhoda koherentní detekce pro světelné vlnové systémy může být kvantitativnější zvážením SNR proudu přijímače.

proud přijímače kolísá kvůli hluku výstřelu a tepelnému šumu. Rozptyl σ2 aktuální fluktuace se získá přidáním dvou příspěvků tak, že

(rovnice 1.9)

kde

(rovnice 1.10)

aktuální jsem v rovnici 1.10 je celkem photocurrent vygenerované na detektorem a je dána rovnicí 1.5 nebo 1.7, v závislosti na tom, zda homodynní nebo heterodynní detekce je zaměstnán. V praxi lze PLO >> Ps a I v rovnici 1.10 nahradit dominantním výrazem RPLO pro oba případy.

SNR se získá vydělením průměrného výkonu signálu průměrným šumovým výkonem. V případě heterodynu je dána

(rovnice 1.11)

V případě homodynní, SNR je větší o faktor 2 budeme-li předpokládat, že Φs = ΦLO v Rovnici 1.5.

hlavní výhodu koherentní detekce lze vidět z rovnice 1.11. Vzhledem k tomu, že PLO lokálního oscilátoru může být řízeno na přijímači, může být dostatečně velké, aby v šumu přijímače dominoval šum výstřelu. Konkrétněji, když

(Rovnice 1.12)

Za stejných podmínek, tmavě-aktuální příspěvky na shot hluk je zanedbatelný (Id << RPLO). SNR je pak dána

(rovnice 1.13)

kde R = nq/hv.

použití koherentní detekce umožňuje dosáhnout limitu šumu i pro přijímače p-i-n, jejichž výkon je obecně omezen tepelným šumem. Navíc, na rozdíl od přijímačů avalanche photodiode (APD), je tento limit realizován bez přidání nadměrného šumu výstřelu.

je užitečné vyjádřit SNR z hlediska počtu fotonů, Np, přijatých v jednom bitu. Při bitové rychlosti B je výkon signálu vztažen k Np jako . Typicky Δf ≈ B / 2. Pomocí těchto hodnot a Δf v rovnici 1.13, SNR je dána jednoduchým výrazem

(Rovnice 1.14)

V případě homodynní detekce, SNR je větší o faktor 2 a je dán vztahem SNR = 4nNp. Existuje více diskusí o závislosti BER na SNR a ukazuje, jak je citlivost přijímače zlepšena použitím koherentní detekce.

modulační formáty

jak již bylo řečeno, důležitou výhodou použití koherentních detekčních technik je to, že lze detekovat a měřit jak amplitudu, tak fázi přijatého optického signálu. Tato funkce otevírá možnost odesílání informací modulací amplitudy nebo fáze nebo frekvence optického nosiče.

V případě digitální komunikační systémy, tři možnosti vést až tři modulační formáty známé jako amplitude-shift keying (ASK), phase-shift keying (PSK), a frekvenční posun klíčování (FSK).

Obrázek 2 níže ukazuje schematicky tři modulační formáty pro konkrétní bitový vzor.

1. ASK Formát

elektrické pole spojené s optickým signálem lze zapsat jako

(rovnice 2.1)

v případě ASK formátu je amplituda As modulována při zachování ω0 a Φs konstantní. Pro binární digitální modulaci, As trvá jednu ze dvou pevných hodnot během každé bitové periody, v závislosti na tom, zda je přenášen 1 nebo 0 bitů.

ve většině praktických situací, jak je nastaveno na nulu při přenosu 0 bitů. ZEPTEJTE formátu se pak nazývá on-off klíčování (OOK) a je totožný s modulace režim se běžně používá pro noncoherent (IM/DD) digitální lightwave systémy.

implementace ASK pro koherentní systémy se liší od případu systémů přímé detekce v jednom důležitém aspektu. Zatímco optický bitový proud pro systémy s přímou detekcí může být generován přímou modulací diody emitující světlo (LED) nebo polovodičového laseru, vnější modulace je nezbytná pro koherentní komunikační systémy.

důvodem je nutnost týkající se fáze změn, které nevyhnutelně nastanou, když amplituda Jako (nebo power) se mění modulační proud aplikovaný na polovodičový laser. Pro IM/DD systémy, jako je neúmyslné fáze změny nejsou vidět na detektor (detektor reaguje pouze na optický výkon) a nejsou hlavním problémem, kromě cvrlikání-indukované výkonu trestu.

situace je zcela odlišná v případě koherentních systémů, kde odezva detektoru závisí na fázi přijatého signálu. Implementace formátu ASK pro koherentní systémy vyžaduje, aby fáze Φs zůstala téměř konstantní. Toho je dosaženo nepřetržitým provozem polovodičového laseru při konstantním proudu a modulací jeho výstupu pomocí externího modulátoru.

Protože všechny externí modulátory mají některé vložení ztráty, o výkonu trestu vznikají vždy, když externí modulátor je použit; to může být snížena pod 1dB pro monolithically integrated modulátory.

běžně používaný externí modulátor využívá vlnovody LiNbO3 v konfiguraci Mach-ZEHNDER (MZ). Výkon externích modulátorů je kvantifikován pomocí poměru on-off (nazývaného také extinction ratio) a modulační šířky pásma. Modulátory LiNbO3 poskytují poměr zapnutí a vypnutí vyšší než 20 a mohou být modulovány rychlostí až 75 GHz. Hnací napětí je obvykle 5V, ale může být sníženo na 3V s vhodným designem.

k výrobě externích modulátorů lze použít i jiné materiály. Například polymerní elektro-optický modulátor MZ vyžadoval pouze 1,8 V pro posun fáze signálu 1,55 um O π V jednom z ramen interferometru MZ.

Electroabsorption modulátory, vyrobené za použití polovodičů, jsou často přednostní, protože nevyžadují použití interferometru a může být integrován monolithically s laserem. Optické vysílače s integrovaným elektroabsorpčním modulátorem schopným modulovat rychlostí 10 Gb / s byly k dispozici od roku 1999 a běžně se používají pro systémy im / DD lightwave. Takové integrované modulátory vystavoval pásma více než 50GHz a měl možnost provozu při bitových rychlostech až 100 Gb/s. Je pravděpodobné, že být zaměstnán pro koherentní systémy stejně.

2. PSK Formátu

V případě PSK formát, optický bitový tok je generován modulační fáze Φs v Rovnici 2.1, zatímco amplituda a frekvence ω0 optické nosiče jsou udržovány konstantní.

pro binární PSK má Fáze Φs dvě hodnoty, běžně zvolené jako 0 a π. Obrázek 2 výše ukazuje binární formát PSK schematicky pro konkrétní bitový vzor.

zajímavým aspektem formátu PSK je, že optická intenzita zůstává konstantní během všech bitů a zdá se, že signál má tvar CW. Koherentní detekce je pro PSK nutností, protože veškeré informace by byly ztraceny, pokud by byl optický signál detekován přímo, aniž by byl smíchán s výstupem lokálního oscilátoru.

implementace PSK vyžaduje externí modulátor schopný měnit optickou fázi v reakci na použité napětí. Fyzikální mechanismus používaný těmito modulátory se nazývá elektrorefrakce. Pro fázovou modulaci lze použít jakýkoli elektro-optický krystal se správnou orientací.

krystal LiNbO3 se běžně používá v praxi. Konstrukce fázových modulátorů založených na LiNbO3 je mnohem jednodušší než u amplitudového modulátoru, protože interferometr Mach-Zehnder již není potřeba a lze použít jeden vlnovod.

fázový posun δφ vyskytující se při CW signál prochází vlnovodu souvisí s index změny δn pomocí jednoduchého vztahu

(Rovnice 2.2)

kde lm je délka, přes který index změna je vyvolána tím, že použité napětí. Změna indexu δn je úměrná aplikovanému napětí, které je zvoleno tak, že δφ = π. Na optický nosič tak může být uložen fázový posun π aplikací požadovaného napětí po dobu trvání každého” 1 ” bitu.

polovodiče lze také použít k výrobě fázových modulátorů, zejména pokud se používá struktura s více kvantovými jamkami (MQW). Electrorefraction effect pocházející z kvantového omezení Stark effect je vylepšen pro návrh kvantové studny. Takové fázové modulátory MQW byly vyvinuty a jsou schopny pracovat při bitové rychlosti až 40 Gb / s v rozsahu vlnových délek 1,3-1,6 um.

již v roce 1992 měla zařízení MQW modulační šířku pásma 20 GHz a vyžadovala pouze 3,85 V pro zavedení fázového posunu π při provozu poblíž 1,55 um. Provozní napětí bylo sníženo na 2,8 V ve fázovém modulátoru na základě elektroabsorpčního efektu ve vlnovodu MQW.

převodník velikosti bodu je někdy integrován s fázovým modulátorem, aby se snížily ztráty spojky. Nejlepšího výkonu je dosaženo, když je polovodičový fázový modulátor monoliticky integrován do vysílače. Takové vysílače jsou velmi užitečné pro koherentní světelné vlnové systémy.

použití formátu PSK vyžaduje, aby fáze optického nosiče zůstala stabilní, takže fázové informace mohou být extrahovány v přijímači bez nejednoznačnosti. Tento požadavek klade přísné podmínky na tolerovatelné šířky čáry vysílacího laseru a lokálního oscilátoru.

požadavek šířky řádku může být poněkud uvolněn použitím varianty formátu PSK, známé jako diferenciální fázový posun (DPSK). V případě DPSK jsou informace kódovány pomocí fázového rozdílu mezi dvěma sousedními bity. Například, pokud φk představuje fázi kth trochu, fázový rozdíl Δφ = φk – φk-1 se změní o π nebo 0, v závislosti na tom, zda kth bit je 1 nebo 0.bit.

výhodou DPSK je, že předávání signálu může být demodulován úspěšně tak dlouho, jako dopravce fáze zůstává relativně stabilní po dobu dvou bitů.

3. Formát FSK

v případě modulace FSK jsou informace kódovány na optickém nosiči posunutím samotné nosné frekvence ω0. Pro binární digitální signál má ω0 dvě hodnoty, ω0 + Δω a ω0-Δω, v závislosti na tom, zda je přenášen bit 1 nebo 0.

posun Δf = Δω/2π se nazývá frekvenční odchylka. Množství 2Δf se někdy nazývá rozteč tónů, protože představuje frekvenční rozteč mezi 1 a 0 bity.

optické pole pro FSK formátu lze zapsat jako

(Rovnice 2.3)

kde + a – znamení odpovídá 1 a 0 bitů.

Tím, že argument kosinu lze zapsat jako , FSK formát může také být viděn jako druh PSK modulace takový, že dopravce fáze zvyšuje nebo snižuje lineárně v průběhu trochu trvání.

volba frekvenční odchylky Δf závisí na dostupné šířce pásma. Celková šířka pásma signálu FSK je dána přibližně 2δf + 2B, kde B je bitová rychlost.

když Δf >> B, šířka pásma se blíží 2Δf a je téměř nezávislá na přenosové rychlosti. Tento případ je často označován jako širokoúhlý nebo širokopásmový FSK.

V opačném případě Δf << B, tzv. úzký-odchylka nebo úzkopásmovou FSK, šířka pásma přístupy 2B.

poměr ßFM = Δf/B, tzv. frekvenční modulace (FM), index, slouží k odlišení dvou případech, v závislosti na tom, zda ßFM >> 1 nebo ßFM << 1.

implementace FSK vyžaduje modulátory schopné posunout frekvenci dopadajícího optického signálu. Elektrooptické materiály, jako je LiNbO3, obvykle vytvářejí fázový posun úměrný aplikovanému napětí. Mohou být použity pro FSK použitím trojúhelníkového napěťového impulsu (pilovitého), protože lineární fázová změna odpovídá frekvenčnímu posunu.

alternativní technika využívá Braggův rozptyl z akustických vln. Takové modulátory se nazývají akustooptické modulátory. Jejich použití je v hromadné formě poněkud těžkopádné. Mohou však být vyrobeny v kompaktní formě pomocí povrchových akustických vln na deskovém vlnovodu. Struktura zařízení je podobná struktuře akusticko-optického filtru používaného pro multiplexování vlnových délek (WDM). Maximální frekvenční posun, pokud je obvykle omezen na méně než 1 GHz pro takové modulátory.

nejjednodušší způsob výroby signálu FSK využívá schopnost přímé modulace polovodičových laserů. Jak bylo uvedeno výše, změna provozního proudu polovodičového laseru vede ke změnám amplitudy i frekvence emitovaného světla. V případě ASK je frekvenční posun nebo cvrlikání emitovaného optického impulsu nežádoucí. Stejný frekvenční posun však lze využít pro účely FSK. Typicky jsou hodnoty frekvenčních posunů ~ 1GHz/mA. Proto je pro výrobu signálu FSK nutná pouze malá změna provozního proudu (~1mA). Takové aktuální změny jsou dostatečně malé, aby se amplituda příliš nezměnila z bitu na bit.

pro účely FSK by FM odezva laseru distribuované zpětné vazby (DFB) měla být plochá na šířku pásma rovnající se přenosové rychlosti. Jak je vidět na obrázku 3 níže, většina laserů DFB vykazuje pokles své FM odezvy při frekvenci blízké 1 MHz. Důvodem je to, že dva různé fyzikální jevy přispívají k posunu frekvence při změně proudu zařízení. Změny indexu lomu, které jsou zodpovědné za frekvenční posun, mohou nastat buď kvůli teplotnímu posunu, nebo kvůli změně hustoty nosiče. Tepelné účinky přispívají pouze k modulačním frekvencím asi 1MHz kvůli jejich pomalé odezvě. Odezva FM klesá ve frekvenčním rozsahu 0,1-10MHz kvůli tepelnému příspěvku a příspěvek hustoty nosiče se vyskytuje s opačnými fázemi.

několik technik může být použito, aby byla odezva FM jednotnější. Vyrovnávací obvod zlepšuje jednotnost, ale také snižuje účinnost modulace. Další technika využívá přenosové kódy, které snižují nízkofrekvenční složky dat, kde je zkreslení nejvyšší. Multi-sekce DFB lasery byly vyvinuty realizovat jednotnou odezvu FM. Obrázek 3 ukazuje FM odezvu dvoudílného DFB laseru. Je nejen jednotný až do 1 GHz, ale jeho modulační účinnost je také vysoká. Ještě lepší výkon je realizován pomocí třídílných DBR laserů.

plochá FM odezva od 100 kHz do 15 GHz byla demonstrována v roce 1990 u těchto laserů. Do roku 1995, použití zesílených, fázově posunutých, DFB lasery rozšířily rozsah jednotné FM odezvy z 10 kHz na 20 GHz. Když se FSK provádí přímou modulací, nosná fáze se mění nepřetržitě od bitu k bitu. Tento případ je často označován jako kontinuální fáze FSK (CPFSK). Když je vzdálenost tónu 2Δf zvolena jako B / 2 (ßFM = 1/2), CPFSK se také nazývá klíčování s minimálním posunem (MSK).

Demodulační schémata

jak bylo uvedeno výše, homodynní nebo heterodynová detekce může být použita k převodu přijatého optického signálu na elektrickou formu.

v případě homodynní detekce je optický signál demodulován přímo do základního pásma. Přestože je homodynní detekce v praxi jednoduchá, je obtížné ji implementovat, protože vyžaduje lokální oscilátor, jehož frekvence přesně odpovídá nosné frekvenci a jehož fáze je uzamčena na příchozí signál. Takové demodulační schéma se nazývá synchronní a je nezbytné pro detekci homodynu. Přestože byly pro tento účel vyvinuty optické fázové smyčky, jejich použití je v praxi komplikované.

Heterodynová detekce zjednodušuje konstrukci přijímače, protože není vyžadováno optické fázové blokování ani přizpůsobení frekvence lokálního oscilátoru. Elektrický signál však rychle osciluje při mikrovlnných frekvencích a musí být demodulován z pásma IF do základního pásma pomocí technik podobných technikám vyvinutým pro mikrovlnné komunikační systémy.

demodulace může být provedena buď synchronně nebo asynchronně. Asynchronní demodulace se také nazývá nesouvislá v rádiové komunikační literatuře. V literatuře optické komunikace se termín koherentní detekce používá v širším smyslu. Systém lightwave se nazývá koherentní, pokud používá lokální oscilátor bez ohledu na demodulační techniku použitou k převodu signálu IF na frekvence v základním pásmu.

zaměříme se na synchronní a asynchronní demodulační schémata pro heterodynní systémy.

1. Heterodynní Synchronní Demodulace

Obrázek 4 ukazuje synchronní heterodynní přijímač schematicky. Proud generovaný na fotodiodě prochází pásmovým filtrem (BPF) se středem na střední frekvenci wIF. Filtrovaný proud v nepřítomnosti hluku lze zapsat jako

(Rovnice 3.1)

kde a φ = φLO −φs je fázový rozdíl mezi místního oscilátoru a signál. Hluk je také filtrován BPF. Pomocí in-phase a out-of-fáze kvadraturní složky filtrovaného Gaussova šumu, přijímač šum je zahrnut prostřednictvím

(Rovnice 3.2)

kde ic a jsou Gaussovské náhodné proměnné s nulovou střední hodnotou a s rozptylem σ2 dána Rovnicí 1.9. Pro synchronní demodulaci je If (t) vynásoben cos (wIFt) a filtrován dolnoprůchodovým filtrem. Výsledný baseband signál je

(Rovnice 3.3)

kde lomené závorky značí low-pass filtrování používá pro zamítnutí střídavé složky kmitají na 2wIF. Rovnice (3.3) ukazuje, že pouze složka šumu ve fázi ovlivňuje výkon synchronních heterodynových přijímačů.

synchronní demodulace vyžaduje obnovení mikrovlnného nosiče na střední frekvenci wIF. Pro tento účel lze použít několik elektronických schémat, které vyžadují určitý druh elektrické fázové smyčky. Dvě běžně používané smyčky jsou čtvercová smyčka a Costasova smyčka. Kvadratická smyčka používá zařízení se čtvercovým zákonem k získání signálu tvaru cos2 (wIFt), který má frekvenční složku na 2wIF. Tato komponenta může být použita pro generování mikrovlnného signálu na wIF.

2. Heterodynní Asynchronní Demodulace

Obrázek 5 níže ukazuje asynchronní heterodynní přijímač schematicky. Nevyžaduje obnovení mikrovlnného nosiče na střední frekvenci, což má za následek mnohem jednodušší konstrukci přijímače. Filtrovaný signál If (t) je převeden do základního pásma pomocí detektoru obálky, následovaného dolnoprůchodovým filtrem.

signál přijatý rozhodovacím obvodem je pouze Id = / If|, kde If je dán Eq. (3.2). Lze jej zapsat jako

(rovnice 3.4)

hlavní rozdíl spočívá v tom, že jak fázové, tak mimofázové kvadraturní složky šumu přijímače ovlivňují signál. SNR je tedy degradován ve srovnání s případem synchronní demodulace. Jak bylo diskutováno, degradace citlivosti vyplývající ze snížené SNR je poměrně malá (asi 0,5 dB). Jako fáze-stabilita požadavky jsou velmi skromné, v případě asynchronní demodulace, tento systém se běžně používá pro koherentní lightwave systémy.

asynchronní heterodynový přijímač znázorněný na obr. 5 vyžaduje úpravy při použití modulačních formátů FSK a PSK.

obrázek 6 ukazuje dvě demodulační schémata. Přijímač s dvojitým filtrem FSK používá ke zpracování dvou samostatných větví 1 a 0 bity, jejichž nosné frekvence, a tedy mezilehlé frekvence, jsou odlišné. Schéma lze použít vždy, když je rozteč tónů mnohem větší než přenosové rychlosti, takže spektra 1 a 0 bitů mají zanedbatelné překrytí (FSK s širokou odchylkou). Oba BPF mají své středové frekvence oddělené přesně roztečí tónů, takže každý BPF prochází pouze 1 nebo 0 bitů.

FSK dual-filtr přijímač může být myšlenka jako dvě ZEPTAT, jeden-filtr přijímače paralelně, jejichž výstupy jsou sloučeny před dosažením rozhodnutí obvodu. Jednofiltrový přijímač podle obr. může být použit pro demodulaci FSK, pokud je jeho šířka pásma zvolena tak, aby byla dostatečně široká, aby prošla celým bitovým proudem. Signál je pak zpracován frekvenčním diskriminátorem pro identifikaci 1 a 0 bitů. Toto schéma funguje dobře pouze pro FSK s úzkou odchylkou, u kterého je rozteč tónů menší nebo srovnatelná s přenosovou rychlostí (ßFM ≤ 1).

asynchronní demodulaci nelze použít v případě formátu PSK, protože fáze vysílacího laseru a lokálního oscilátoru nejsou uzamčeny a mohou se časem unášet. Použití formátu DPSK však umožňuje asynchronní demodulaci pomocí schématu zpoždění znázorněného na obr. 6 písm. b).

cílem je znásobit přijatý bitový proud replikou, která byla zpožděna o jednu bitovou periodu. Výsledný signál má složku tvoří cos(φk − φk−1), kde φk je fáze kth bit, který může být použit k obnovit trochu vzor, protože informace je zakódována ve fázi rozdíl φk− φk−1. Takové schéma vyžaduje fázovou stabilitu pouze na několik bitů a může být implementováno pomocí polovodičových laserů DFB. Schéma zpoždění-demodulace může být také použito pro CPFSK. Množství zpoždění v tomto případě závisí na rozteči tónů a je zvoleno tak, že fáze je posunuta o π pro zpožděný signál.