Fælles base

flere eksempler på applikationer er beskrevet detaljeret nedenfor. En kort oversigt følger.

• forstærkerindgangsimpedansen Rin, der ser ind i emitternoden, er meget lav, givet ca.

R in = r E = V T I e, {\displaystyle R_ {\tekst{in}}=r_{E}={\frac {V_{t}}{I_{E}}},}

hvor VT er den termiske spænding, og IE er DC-emitterstrømmen. For eksempel for VT = 26 mV og IE = 10 mA, snarere typiske værdier, rin = 2,6 liter. Hvis IE reduceres for at øge Rin, er der andre konsekvenser som lavere transkonduktans, højere outputmodstand og lavere kur, som også skal overvejes. En praktisk løsning på dette problem med lav input-impedans er at placere et common-emitter-trin ved indgangen for at danne en cascode-forstærker.

• fordi indgangsimpedansen er så lav, har de fleste signalkilder større kildeimpedans end den almindelige baseforstærker Rin. Konsekvensen er, at kilden leverer en strøm til indgangen snarere end en spænding, selvom det er en spændingskilde. (Ifølge Nortons sætning er denne strøm ca. iin = vS / RS). Hvis udgangssignalet også er en strøm, forstærkeren er en strømbuffer og leverer den samme strøm som input. Hvis udgangen tages som en spænding, er forstærkeren en transresistensforstærker og leverer en spænding afhængig af belastningsimpedansen, for eksempel vout = iin RL for en modstandsbelastning RL meget mindre i værdi end forstærkerens udgangsmodstandsrute. Det vil sige, at spændingsforstærkningen i dette tilfælde (forklaret mere detaljeret nedenfor) er

v ud = i I R L = v s R L R S LR A V = V ud v S = R L R S . {\displaystyle v_{\text{ud}}=i_{\text{i}}R_{L}=v_{s}{\frac {R_{L}}{R_{S}}}\Rightarrow A_{v}={\frac {v_{\text{ud}}}{v_{S}}}={\frac {R_{L}}{R_{S}}}.}

Bemærk, at for kildimpedanser, således at RS ren rE, nærmer outputimpedansen sig Rout = RC || .

• i det specielle tilfælde af meget lavimpedanskilder fungerer common-base-forstærkeren som en spændingsforstærker, et af eksemplerne diskuteret nedenfor. I dette tilfælde (forklaret mere detaljeret nedenfor), når RS Lira rE og RL Lira Rout, bliver spændingsforstærkningen

A v = V out v S = R L r e lira g m R L, {\displaystyle A_{v}={\frac {v_ {\tekst{out}}} {v_{s}}} = {\frac {R_{L}}{r_{E}}} \ ca. g_{m}R_{L},}

hvor gm = IC / VT er transconductansen. Bemærk, at for lav kilde impedans, Rout = rO || RC.

• inkluderingen af rO i hybrid-pi-modellen forudsiger omvendt transmission fra forstærkerens udgang til dens indgang, det vil sige forstærkeren er bilateral. En konsekvens af dette er, at indgangs – /udgangsimpedansen påvirkes af belastnings – /kildetermineringsimpedansen, og derfor kan for eksempel udgangsmodstandsruten variere over området rO || RC-rout-Rout-rout-ro | – RC (rot + 1) rO | / RC, afhængigt af kildemodstanden RS. Forstærkeren kan tilnærmes som ensidig, når forsømmelse af rO er nøjagtig (gyldig for lave gevinster og lave til moderate belastningsmodstande), hvilket forenkler analysen. Denne tilnærmelse er ofte lavet i diskrete designs, men kan være mindre nøjagtige i RF-kredsløb og i integrerede kredsløbsdesign, hvor aktive belastninger normalt anvendes.

spændingsforstærkerrediger

figur 2: lille-signal model til beregning af forskellige parametre; TH Larvvenin spændingskilde som signal

for det tilfælde, hvor common-base kredsløbet anvendes som spændingsforstærker, er kredsløbet vist i figur 2.

outputmodstanden er stor, i det mindste RC || rO, den værdi, der opstår med lav kildeimpedans (RS re). En stor udgangsmodstand er uønsket i en spændingsforstærker, da det fører til dårlig spændingsdeling ved udgangen. Ikke desto mindre er spændingsforstærkningen mærkbar selv for små belastninger: ifølge tabellen med RS = rE er forstærkningen Av = gm RL / 2. For større kildeimpedanser bestemmes forstærkningen af modstandsforholdet RL / RS og ikke af transistoregenskaberne, hvilket kan være en fordel, hvor ufølsomhed over for temperatur-eller transistorvariationer er vigtig.

et alternativ til brugen af hybrid-pi-modellen til disse beregninger er en generel teknik baseret på to-port netværk. For eksempel i en applikation som denne, hvor spænding er output, kunne en g-ækvivalent to-port vælges for enkelhed, da den bruger en spændingsforstærker i udgangsporten.

for RS-værdier i nærheden af rE er forstærkeren overgang mellem spændingsforstærker og strømbuffer. For RS > > rE skal førerrepræsentationen som en TH-kilde erstattes af repræsentation med en Norton-kilde. Det fælles basiskredsløb holder op med at opføre sig som en spændingsforstærker og opfører sig som en nuværende tilhænger, som diskuteret næste.

nuværende følgerediger

figur 3: fælles base kredsløb med Norton driver; RC udelades, fordi en aktiv belastning antages med uendelig lille signal output modstand

figur 3 viser den almindelige baseforstærker, der bruges som en strømfølger. Kredsløbssignalet leveres af en AC Norton-kilde (strøm er, Norton resistance RS) ved indgangen, og kredsløbet har en modstandsbelastning RL ved udgangen.

som tidligere nævnt er denne forstærker bilateral som følge af udgangsmodstanden rO, som forbinder udgangen til indgangen. I dette tilfælde er outputmodstanden stor, selv i værste fald (det er i det mindste rO || RC og kan blive (LARP + 1) rO || RC til store RS). Stor udgangsmodstand er en ønskelig egenskab for en strømkilde, fordi gunstig strøminddeling sender det meste af strømmen til belastningen. Den nuværende gevinst er meget næsten enhed, så længe RS kr re.

en alternativ analyseteknik er baseret på to-port netværk. For eksempel i en applikation som denne, hvor strøm er output, vælges en h-ækvivalent to-port, fordi den bruger en strømforstærker i outputporten.