Hvad er sammenhængende Lysbølgekommunikationssystem?

Hvad er Intensitetsmodulation med direkte detektion (IM/DD)?

nuværende fiberoptiske lysbølgekommunikationssystemer er baseret på et simpelt digitalt transmissionsskema, hvor en elektrisk bitstrøm bruges til at modulere intensiteten af den optiske bærer, og det optiske signal detekteres direkte ved en fotodiode for at konvertere det til det originale digitale signal i det elektriske domæne.

en sådan ordning kaldes intensitetsmodulation med direkte detektion (IM/DD).

Hvad er sammenhængende optisk kommunikation?

i modsætning til intensitetsmodulation med direkte detektion (IM/DD) transmitterer mange alternative ordninger, der er velkendte i forbindelse med radio-og mikrobølgekommunikationssystemer, information ved at modulere frekvensen eller fasen af den optiske bærer og detektere det transmitterede signal ved hjælp af homodyne eller eller heterodyne detekteringsteknikker.

da fasekohærens af den optiske bærer spiller en vigtig rolle i implementeringen af sådanne ordninger, betegnes de som sammenhængende kommunikationsteknikker, og de fiberoptiske kommunikationssystemer baseret på dem kaldes sammenhængende lysbølgesystemer.

sammenhængende kommunikationsteknikker blev undersøgt i 1980 ‘ erne, og mange feltforsøg etablerede deres gennemførlighed i 1990.

Hvorfor Har Vi Brug For Sammenhængende Lysbølgesystemer?

motivationen bag brugen af de sammenhængende kommunikationsteknikker er dobbelt.

1) modtagerens følsomhed kan forbedres med op til 20 dB sammenlignet med IM/DD-systemer. En sådan forbedring tillader meget længere transmissionsafstand (op til yderligere 100 km nær 1,55 um) for den samme mængde sendereffekt.

2) brugen af sammenhængende detektion muliggør en effektiv anvendelse af fiberbåndbredde. Mange kanaler kan transmitteres samtidigt over den samme fiber ved hjælp af frekvensdelingsmultipleksering (FDM) med en kanalafstand så lille som 1-10 GG.

Grundlæggende Begreber Bag Sammenhængende Lysbølgesystemer

1. Lokal Oscillator

grundideen bag sammenhængende lysbølgesystem er at blande det modtagne signal sammenhængende med et optisk felt med kontinuerlig bølge (HV), før det indtræffer på fotodetektoren (som vist i figur 1 nedenfor).

det kontinuerlige bølgefelt genereres lokalt ved modtageren ved hjælp af en smal linjebreddelaser, kaldet lokal oscillator (LO), et udtryk lånt fra radio-og mikrobølgelitteraturen.

for at se, hvordan blanding af det modtagne signal med en lokal oscillator kan forbedre modtagerens ydeevne, lad os skrive det optiske signal ved hjælp af kompleks notation som

(ligning 1.1)

hvor Vo er bærefrekvensen, ligesom amplituden, og KRS er fasen.

det optiske felt, der er forbundet med den lokale oscillator, er givet ved et lignende udtryk,

(ligning 1.2)

hvor ALO, VLO og PRISLO repræsenterer amplitude, frekvens og fase af den lokale oscillator, henholdsvis

den skalære notation bruges til både Es og ELO efter at have antaget, at de to felter er identisk polariserede (polarisations-mismatch-problemer kan diskuteres senere).

da en fotodetektor reagerer på den optiske intensitet, er den optiske effekthændelse ved fotodetektoren givet af

P = K|Es+ELO|2

hvor K er en proportionalitetskonstant.

Brug Af EKV. 1.1 og 1.2), får vi

(ligning 1.3)

hvor

(ligning 1.4)

hyppigheden

er kendt som mellemfrekvensen (IF).

når det optiske signal demoduleres i to trin, konverteres dets bærefrekvens først til en mellemfrekvens vIF (typisk 0,1-5G), før signalet demoduleres til basebåndet.

det er ikke altid nødvendigt at bruge en mellemfrekvens. Faktisk er der to forskellige sammenhængende detektionsteknikker at vælge imellem, afhængigt af om vIF er lig med nul eller ej. De er kendt som homodyne og heterodyne detektionsteknikker.

2. Homodyne-detektion

i denne sammenhængende detektionsteknik vælges den lokale oscillatorfrekvens til at falde sammen med signalbærerfrekvensen larr0, så kone = 0.

fra ligning 1.3 Er fotostrømmen (I=RP, hvor R er detektorresponsiviteten) givet af

(ligning 1.5)

typisk PLO >> Ps, og Ps + PLO til PLO.

det sidste udtryk i ligning 1.5 indeholder de transmitterede oplysninger og bruges af beslutningskredsløbet. Overvej det tilfælde, hvor den lokale oscillatorfase er låst til signalfasen, således at KRP = KRP. Homodyne-signalet gives derefter af

(ligning 1.6)

fordele ved Homodyne detektion

den største fordel ved homodyne detektion fremgår af ligning 1.6 hvis vi bemærker, at signalstrømmen i direct detection-sagen er givet af Idd(t) = RPs(t). Betegner den gennemsnitlige optiske effekt med , øges den gennemsnitlige elektriske effekt med en faktor på ved brug af homodyne detektion.

da PLO kan gøres meget større end , kan strømforbedringen overstige 20dB. Selvom skudstøj også forbedres, vises det, at homodyne-detektion forbedrer signal-til-støj-forholdet (SNR) med en stor faktor.

en anden fordel ved sammenhængende detektion fremgår af ligning 1.5. Da det sidste udtryk i denne ligning eksplicit indeholder signalfasen, er det muligt at transmittere information ved at modulere fasen eller frekvensen af den optiske bærer. Direkte detektion tillader ikke fase-eller frekvensmodulation, da al information om signalfasen går tabt.

ulempe ved Homodyne-detektion

en ulempe ved homodyne-detektion skyldes også dens fasefølsomhed. Da det sidste udtryk i ligning 1.5 indeholder den lokale oscillatorfase RURLO eksplicit, klart skal RURLO kontrolleres.

ideelt set bør Krists og PRISLO forblive konstante bortset fra den forsætlige modulering af Krists. I praksis svinger både Krists og PRISLO med tiden på en tilfældig måde. Imidlertid kan deres forskel Krists-PRISLO blive tvunget til at forblive næsten konstant gennem en optisk faselåst sløjfe.

implementeringen af såsom loop er ikke enkel og gør designet af optiske homodyne-modtagere ret kompliceret. Derudover stiller matchning af senderen og lokale oscillatorfrekvenser strenge krav til de to optiske kilder. Disse problemer kan overvindes ved brug af heterodyne detektion, som diskuteret næste.

3. Heterodyne-detektion

i tilfælde af heterodyne-detektion vælges den lokale oscillatorfrekvens til at afvige fra signalbærerfrekvensen, således at mellemfrekvensen er i mikrobølgeområdet (Vif ~ 1 GTS). Ved hjælp af ligning 1.3 sammen med I = RP er fotostrømmen nu givet af

(ligning 1.7)

siden PLO >> Ps i praksis er jævnstrømsudtrykket (dc) næsten konstant og kan let fjernes ved hjælp af båndpasfiltre. Heterodyne-signalet gives derefter af vekselstrøm (ac) sigt i ligning 1.7 eller ved

(ligning 1.8)

i lighed med tilfældet med homodyne-detektion kan information transmitteres gennem amplitude, fase eller frekvensmodulation af den optiske bærer. Endnu vigtigere forstærker den lokale oscillator stadig det modtagne signal med en stor faktor, hvorved SNR forbedres.

SNR-forbedringen er dog lavere med en faktor 2 (eller med 3dB) sammenlignet med homodyne-sagen. Denne reduktion kaldes heterodyne-detektionsstraf.

oprindelsen af 3dB-straffen kan ses ved at overveje signaleffekten (proportional med kvadratet af strømmen). På grund af IAC ‘ s ac-karakter reduceres den gennemsnitlige signaleffekt med en faktor på 2, når er gennemsnitligt over en fuld cyklus ved mellemfrekvensen (husk at gennemsnittet af COS2-LARP over-LARP er 1/2).

fordele ved Heterodyne detektion

fordelen opnået på bekostning af 3dB-straffen er, at modtagerdesignet er væsentligt forenklet, fordi en optisk faselåst sløjfe ikke længere er nødvendig.

fluktuationer i både Krits og PRISLO skal stadig kontrolleres ved hjælp af halvlederlasere med smal linjebredde til begge optiske kilder. Liniebreddekravene er dog ret moderate, når der anvendes et asynkron demoduleringsskema. Denne funktion gør heterodyne-detektionsskemaet ret egnet til praktisk implementering i sammenhængende lysbølgesystemer.

4. Signal-til-støj-forhold

fordelen ved sammenhængende detektion for lysbølgesystemer kan gøres mere kvantitativ ved at overveje SNR for modtagerstrømmen.

modtagerstrømmen svinger på grund af skudstøj og termisk støj. Varians-kursen2 for nuværende udsving opnås ved at tilføje de to bidrag, så

(ligning 1.9)

hvor

(ligning 1.10)

strømmen I i ligning 1.10 Er den samlede fotostrøm genereret ved detektoren og er givet ved ligning 1.5 eller 1.7, afhængigt af om homodyne eller heterodyne detektion anvendes. I praksis kan PLO > > Ps og jeg i ligning 1.10 erstattes af det dominerende udtryk RPLO for begge tilfælde.

SNR opnås ved at dividere den gennemsnitlige signaleffekt med den gennemsnitlige støjeffekt. I heterodyne-sagen er den givet af

(ligning 1.11)

i homodyne-sagen er SNR større med en faktor på 2, hvis vi antager, at Priss = PRISLO i ligning 1.5.

den største fordel ved sammenhængende detektion kan ses fra ligning 1.11. Da den lokale oscillatoreffekt PLO kan styres ved modtageren, kan den gøres stor nok til, at modtagerens støj domineres af skudstøj. Mere specifikt når

(ligning 1.12)

under de samme forhold er mørkestrømsbidragene til skudstøj ubetydelige (Id << RPLO). SNR er derefter givet af

(ligning 1.13)

hvor R = NK/hv.

brugen af sammenhængende detektion gør det muligt at opnå skudstøjgrænsen selv for p-i-n-modtagere, hvis ydeevne generelt er begrænset af termisk støj. I modsætning til tilfældet med avalanche photodiode (APD) – modtagere realiseres denne grænse uden at tilføje overskydende skudstøj.

det er nyttigt at udtrykke SNR med hensyn til antallet af fotoner, Np, modtaget inden for en enkelt bit. Ved bithastigheden B er signaleffekten relateret til Np som . Typisk Lusf B/2. Ved at bruge disse værdier på og Kurf i ligning 1.13, Er SNR givet ved et simpelt udtryk

(ligning 1.14)

i tilfælde af homodyne detektion er SNR større med en faktor på 2 og er givet af SNR = 4nnp. Der er flere diskussioner om ber ‘ s afhængighed af SNR og viser, hvordan modtagerens følsomhed forbedres ved brug af sammenhængende detektion.

Modulationsformater

som vi sagde tidligere, er en vigtig fordel ved at anvende de sammenhængende detektionsteknikker, at både amplitude og fase af det modtagne optiske signal kan detekteres og måles. Denne funktion åbner muligheden for at sende information ved at modulere enten amplituden eller fasen eller frekvensen af en optisk bærer.

i tilfælde af digitale kommunikationssystemer giver de tre muligheder anledning til tre modulationsformater kendt som amplitude-shift keying (ASK), fase-shift keying (PSK) og frekvens-shift keying (FSK).

figur 2 nedenfor viser skematisk de tre modulationsformater for et specifikt bitmønster.

1. Spørg Format

det elektriske felt forbundet med et optisk signal kan skrives som

(ligning 2.1)

i tilfælde af ASK-format moduleres amplitude As, mens du holder KR0 og KRP konstant. For binær digital modulering tager As en af to faste værdier i hver bitperiode, afhængigt af om 1 eller 0 bit transmitteres.

i de fleste praktiske situationer, som er indstillet til nul under transmission af 0 bits. ASK-formatet kaldes derefter ON-off keying (OOK) og er identisk med modulationsskemaet, der ofte bruges til ikke-sammenhængende (IM/DD) digitale lysbølgesystemer.

implementeringen af ASK for coherent systems adskiller sig fra tilfældet med direkte detektionssystemer i et vigtigt aspekt. Mens den optiske bitstrøm til direkte detektionssystemer kan genereres ved at modulere en lysemitterende diode (LED) eller en halvlederlaser direkte, er ekstern modulering nødvendig for sammenhængende kommunikationssystemer.

årsagen til denne nødvendighed er relateret til faseændringer, der altid opstår, når amplitude As (eller strømmen) ændres ved at modulere strømmen, der påføres en halvlederlaser. For IM / DD-systemer ses sådanne utilsigtede faseændringer ikke af detektoren (da detektoren kun reagerer på den optiske effekt) og er ikke af stor bekymring bortset fra den chirp-inducerede effektstraf.

situationen er helt anderledes i tilfælde af sammenhængende systemer, hvor detektorresponsen afhænger af fasen af det modtagne signal. Implementeringen af ASK-format for sammenhængende systemer kræver, at fase-Kriss forbliver næsten konstant. Dette opnås ved at betjene halvlederlaseren kontinuerligt ved en konstant strøm og modulere dens output ved hjælp af en ekstern modulator.

da alle eksterne modulatorer har nogle indsættelsestab, opstår der en strømstraf, når der anvendes en ekstern modulator; det kan reduceres til under 1 db for monolitisk integrerede modulatorer.

en almindeligt anvendt ekstern modulator gør brug af LiNbO3 bølgeledere i en Mach-hinder konfiguration. Udførelsen af eksterne modulatorer kvantificeres gennem on-off-forholdet (også kaldet udryddelsesforhold) og modulationsbåndbredden. LiNbO3 modulatorer giver et on-off forhold på over 20 og kan moduleres ved hastigheder op til 75gh. Kørespændingen er typisk 5V, men kan reduceres til 3V med et passende design.

andre materialer kan også bruges til at fremstille eksterne modulatorer. For eksempel krævede en polymerelektrooptisk modulator kun 1,8 V for at skifte fasen af et 1,55 um-signal med en af armerne i interferometret.

Elektroabsorptionsmodulatorer, fremstillet ved hjælp af halvledere, foretrækkes ofte, fordi de ikke kræver brug af et interferometer og kan integreres monolitisk med laseren. Optiske sendere med en integreret elektroabsorptionsmodulator, der er i stand til at modulere ved 10 Gb/s, var tilgængelige siden 1999 og bruges rutinemæssigt til IM/DD lysbølgesystemer. Sådanne integrerede modulatorer udviste en båndbredde på mere end 50 GB og havde potentialet til at fungere med bithastigheder på op til 100 Gb/s. de vil sandsynligvis også blive anvendt til sammenhængende systemer.

2. PSK-Format

i tilfælde af PSK-format genereres den optiske bitstrøm ved at modulere fasen-Kris i ligning 2.1, mens amplitude As og frekvensen-kris0 for den optiske bærer holdes konstant.

for binær PSK tager fase-kurserne to værdier, der almindeligvis vælges til at være 0 og kur. Figur 2 ovenfor viser det binære PSK-format skematisk for et bestemt bitmønster.

et interessant aspekt af PSK-formatet er, at den optiske intensitet forbliver konstant under alle bits, og signalet ser ud til at have en CV-form. Sammenhængende detektion er en nødvendighed for PSK, da al information ville gå tabt, hvis det optiske signal blev detekteret direkte uden at blande det med udgangen fra en lokal oscillator.

implementeringen af PSK kræver en ekstern modulator, der er i stand til at ændre den optiske fase som reaktion på en påført spænding. Den fysiske mekanisme, der anvendes af sådanne modulatorer, kaldes elektrorefraktion. Enhver elektrooptisk krystal med korrekt orientering kan bruges til fasemodulation.

en LiNbO3 krystal er almindeligt anvendt i praksis. Designet af LiNbO3-baserede fasemodulatorer er meget enklere end for en amplitudemodulator, da der ikke længere er behov for et Mach-hinder interferometer, og en enkelt bølgeleder kan bruges.

faseforskydningskursen, der forekommer, mens CV-signalet passerer gennem bølgelederen, er relateret til indeksændringen kurstn ved den enkle relation

(ligning 2.2)

hvor lm er længden over hvilken indeksændring induceres af den påførte spænding. Indeksændringen kurstn er proportional med den påførte spænding, som er valgt således, at kr = kr. Således kan en faseforskydning af KRP pålægges den optiske bærer ved at anvende den krævede spænding i varigheden af hver “1” bit.

halvledere kan også bruges til at lave fasemodulatorer, især hvis der anvendes en multi-kvante-brøndstruktur. Elektrorefraktionseffekten, der stammer fra kvante-indeslutnings-Stark-effekten, forbedres for et kvantebrønddesign. Sådanne fasemodulatorer er udviklet og er i stand til at fungere med en bithastighed på op til 40 Gb/s i bølgelængdeområdet 1,3-1,6 um.

allerede i 1992 havde enheder en modulationsbåndbredde på 20 GG og krævede kun 3,85 V for at indføre et faseskift med en hastighed på 1,55 um. Driftsspændingen blev reduceret til 2,8 V i en fasemodulator baseret på elektroabsorptionseffekten i en bølgeleder.

en spotstørrelseskonverter er undertiden integreret med fasemodulatoren for at reducere koblingstab. Den bedste ydelse opnås, når en halvlederfasemodulator er monolitisk integreret i senderen. Sådanne sendere er ret nyttige til sammenhængende lysbølgesystemer.

brug af PSK-format kræver, at fasen af den optiske bærer forbliver stabil, så faseinformation kan udvindes ved modtageren uden tvetydighed. Dette krav stiller en streng betingelse for den tolerable linjebredder af transmitterlaseren og den lokale oscillator.

kravet om linjebredde kan lempes noget ved at bruge en variant af PSK-formatet, kendt som differential phase-shift keying (DPSK). I tilfælde af DPSK kodes information ved hjælp af faseforskellen mellem to nabobits. For eksempel, hvis prikk repræsenterer fasen af kth – bit, ændres faseforskellen prisT = prikk-prikk-1 med prisT eller 0, afhængigt af om KTH-bit er en 1 eller 0 bit.

fordelen ved DPSK er, at transmissionssignalet kan demoduleres med succes, så længe bærefasen forbliver relativt stabil over en varighed på to bit.

3. FSK-Format

i tilfælde af FSK-modulering kodes information på den optiske bærer ved at skifte selve bærefrekvensen purp0. For et binært digitalt signal tager krp0 to værdier, krp0 + KRP og krp0 – KRP, afhængigt af om en 1 eller 0 bit overføres.

skiftkrusf = kryss/2 kryss kaldes frekvensafvigelsen. Mængden 2 liter kaldes undertiden toneafstand, da den repræsenterer frekvensafstanden mellem 1 og 0 bit.

det optiske felt til FSK-format kan skrives som

(ligning 2.3)

hvor + og-tegn svarer til 1 og 0 bit.

ved at bemærke, at cosinus argument kan skrives som , kan FSK-formatet også ses som en slags PSK-modulering, således at bærefasen øges eller falder lineært over bitvarigheden.

valget af frekvensafvigelsen Kurf afhænger af den tilgængelige båndbredde. Den samlede båndbredde af et FSK-signal gives ca. med 2 liter + 2 B, hvor B er bithastigheden.

når der er tale om en opløsning af 2207 > > B, nærmer båndbredden sig 2. Denne sag kaldes ofte bred afvigelse eller bredbånd FSK.

i det modsatte tilfælde af Krishf<< B, kaldet smalafvigelse eller smalbånd FSK, nærmer båndbredden sig 2B.

forholdet krishfm = Krishf/B, kaldet frekvensmodulationsindekset (FM), tjener til at skelne mellem de to tilfælde, afhængigt af om der er tale om krishfm> >1 eller krishfm< < 1.

implementeringen af FSK kræver modulatorer, der er i stand til at skifte frekvensen af det indfaldende optiske signal. Elektrooptiske materialer såsom LiNbO3 producerer normalt en faseforskydning, der er proportional med den påførte spænding. De kan bruges til FSK ved at anvende en trekantet spændingsimpuls (savtandlignende), da en lineær faseændring svarer til et frekvensskift.

en alternativ teknik gør brug af Bragg spredning fra akustiske bølger. Sådanne modulatorer kaldes acousto-optiske modulatorer. Deres brug er noget besværligt i bulkformen. De kan dog fremstilles i kompakt form ved hjælp af akustiske overfladebølger på en pladebølgeleder. Enheden struktur svarer til den af en acousto-optisk filter anvendes til bølgelængde-division multipleksering applikationer. Den maksimale frekvens skift, hvis typisk begrænset til under 1 GG for sådanne modulatorer.

den enkleste metode til fremstilling af et FSK-signal gør brug af halvlederlasers direkte moduleringsevne. Som diskuteret før fører en ændring i driftsstrømmen for en halvlederlaser til ændringer i både amplitude og frekvens af udsendt lys. I tilfælde af ASK er frekvensskiftet eller kvitringen for den udsendte optiske puls uønsket. Men det samme frekvensskift kan bruges til fordel for formålet med FSK. Typisk værdier af frekvens skift er ~ 1GH / mA. Derfor kræves kun en lille ændring i driftsstrømmen (~1ma) til fremstilling af FSK-signalet. Sådanne aktuelle ændringer er små nok til, at amplituden ikke ændrer sig meget fra bit til bit.

med henblik på FSK skal FM-responsen for en distribueret feedback (DFB) laser være flad over en båndbredde svarende til bithastigheden. Som det ses i figur 3 nedenfor, de fleste Dfb-lasere udviser en dukkert i deres FM-respons ved en frekvens nær 1 MH. Årsagen er, at to forskellige fysiske fænomener bidrager til frekvensskiftet, når enhedens strøm ændres. Ændringer i brydningsindekset, der er ansvarlig for frekvensskiftet, kan forekomme enten på grund af et temperaturskift eller på grund af en ændring i bæretætheden. De termiske virkninger bidrager kun op til graduering frekvenser på omkring 1 MH på grund af deres langsomme respons. FM-responsen falder i frekvensområdet 0,1-10 mm på grund af termisk bidrag, og bæretæthedsbidraget forekommer med modsatte faser.

flere teknikker kan bruges til at gøre FM-responsen mere ensartet. Et udligningskredsløb forbedrer ensartetheden, men reducerer også modulationseffektiviteten. En anden teknik gør brug af transmissionskoder, der reducerer lavfrekvente komponenter i dataene, hvor forvrængning er højest. Multi-sektion DFB lasere er udviklet til at realisere en ensartet FM-respons. Figur 3 viser FM-respons af en to-sektion DFB laser. Det er ikke kun ensartet op til omkring 1 GG, men dens graduering effektivitet er også høj. Endnu bedre ydeevne er realiseret ved hjælp af tre-sektion DBR lasere.

flad FM-respons fra 100 KHS til 15 GHS blev demonstreret i 1990 i sådanne lasere. I 1995 udvidede brugen af forstærkningskoblede, faseforskudte Dfb-lasere rækkevidden af ensartet FM-respons fra 10 KHS til 20 GHS. Når FSK udføres gennem direkte modulering, varierer bærefasen kontinuerligt fra bit til bit. Denne sag kaldes ofte kontinuerlig fase FSK (CPFSK). Når toneafstanden 2 er valgt til at være b/2 (pristfm = 1/2), kaldes CPFSK også minimum-shift keying (MSK).

Demodulationsordninger

som beskrevet ovenfor kan enten homodyne-eller heterodyne-detektion bruges til at konvertere det modtagne optiske signal til en elektrisk form.

i tilfælde af homodyne-detektion demoduleres det optiske signal direkte til basebåndet. Selvom det er enkelt i konceptet, er homodyne-detektion vanskelig at implementere i praksis, da det kræver en lokal oscillator, hvis frekvens matcher bærefrekvensen nøjagtigt, og hvis fase er låst til det indkommende signal. En sådan demodulationsordning kaldes synkron og er afgørende for homodyne detektion. Selvom optiske faselåste sløjfer er udviklet til dette formål, er deres anvendelse kompliceret i praksis.

Heterodyne-detektion forenkler modtagerdesignet, da hverken optisk faselåsning eller frekvensmatchning af den lokale oscillator er påkrævet. Imidlertid svinger det elektriske signal hurtigt ved mikrobølgefrekvenser og skal demoduleres fra if-båndet til basebåndet ved hjælp af teknikker svarende til dem, der er udviklet til mikrobølgekommunikationssystemer.

Demodulation kan udføres enten synkront eller asynkront. Asynkron demodulation kaldes også usammenhængende i radiokommunikationslitteraturen. I den optiske kommunikationslitteratur anvendes udtrykket sammenhængende detektion i bredere forstand. Et lysbølgesystem kaldes sammenhængende, så længe det bruger en lokal oscillator uanset demoduleringsteknikken, der bruges til at konvertere if-signalet til basebandfrekvenser.

vi vil fokusere på de synkrone og asynkrone demodulationsordninger for heterodyne-systemer.

1. Heterodyne synkron Demodulation

figur 4 viser en synkron heterodyne modtager skematisk. Den strøm, der genereres ved fotodioden, føres gennem et båndpasfilter (BPF) centreret ved den mellemliggende frekvens kone. Den filtrerede strøm i fravær af støj kan skrives som

(ligning 3.1)

hvor og prislo −prislo er faseforskellen mellem den lokale oscillator og signalet. Støjen filtreres også af BPF. Ved hjælp af kvadraturkomponenterne i fase og uden for fase i den filtrerede gaussiske støj er modtagerstøjen inkluderet gennem

(ligning 3.2)

hvor IC og is er gaussiske tilfældige variabler med nul gennemsnit med varians-lus2 givet ved ligning 1.9. For synkron demodulation multipliceres If(t) med cos(tråd) og filtreres af et lavpasfilter. Det resulterende baseband signal er

(ligning 3.3)

hvor vinkelbeslag betegner lavpasfiltrering, der bruges til at afvise ac-komponenterne, der svinger ved 2 kone. Ligning (3.3) viser, at kun støjkomponenten i fase påvirker ydeevnen for synkrone heterodyne-modtagere.

synkron demodulation kræver genopretning af mikrobølgebæreren ved mellemfrekvenskvinden. Flere elektroniske ordninger kan bruges til dette formål, som alle kræver en slags elektrisk faselåst sløjfe. To almindeligt anvendte sløjfer er kvadrat loop og Costas loop. En kvadratsløjfe bruger en firkantet enhed til at opnå et signal af formularen cos2 (bånd), der har en frekvenskomponent ved 2kone. Denne komponent kan bruges til at generere et mikrobølgesignal ved kone.

2. Heterodyne asynkron Demodulation

figur 5 nedenfor viser en asynkron heterodyne-modtager skematisk. Det kræver ikke genopretning af mikrobølgebæreren ved mellemfrekvensen, hvilket resulterer i et meget enklere modtagerdesign. Det filtrerede signal if (t) konverteres til basebåndet ved hjælp af en konvolutdetektor efterfulgt af et lavpasfilter.

signalet modtaget af beslutningskredsløbet er bare Id = / If/, hvor If er givet af EKV. (3.2). Det kan skrives som

(ligning 3.4)

den væsentligste forskel er, at både in-fase og out-of-fase kvadratur komponenter af modtageren støj påvirker signalet. SNR nedbrydes således sammenlignet med tilfældet med synkron demodulation. Som diskuteret er følsomhedsnedbrydning som følge af den reducerede SNR ret lille (ca.0,5 dB). Da fasestabilitetskravene er ret beskedne i tilfælde af asynkron demodulation, anvendes denne ordning almindeligvis til sammenhængende lysbølgesystemer.

den asynkrone heterodyne-modtager vist i Fig. 5 kræver ændringer, når FSK-og PSK-modulationsformaterne anvendes.

figur 6 viser to demodulationsordninger. FSK-dobbeltfiltermodtageren bruger to separate grene til at behandle 1 og 0 bits, hvis bærefrekvenser og dermed mellemfrekvenserne er forskellige. Ordningen kan bruges, når toneafstanden er meget større end bithastighederne, så spektre på 1 og 0 bit har ubetydelig overlapning (FSK med bred afvigelse). De to BPF ‘ er har deres centerfrekvenser adskilt nøjagtigt af toneafstanden, så hver BPF kun passerer 1 eller 0 bit.

FSK-dobbeltfiltermodtageren kan betragtes som to ASK-enkeltfiltermodtagere parallelt, hvis udgange kombineres, inden de når beslutningskredsløbet. En enkeltfiltermodtager af Fig. kan bruges til FSK demodulation, hvis dens båndbredde er valgt til at være bred nok til at passere hele bitstrømmen. Signalet behandles derefter af en frekvensdiskriminator for at identificere 1 og 0 bit. Denne ordning fungerer kun godt for FSK med snæver afvigelse, for hvilken toneafstand er mindre end eller sammenlignelig med bithastigheden (krfm kr1).

asynkron demodulation kan ikke bruges i tilfælde af PSK-format, fordi fasen af transmitterlaseren og den lokale oscillator ikke er låst og kan glide med tiden. Imidlertid, brugen af dpsk-format tillader asynkron demodulation ved hjælp af forsinkelsesskemaet vist i Fig. 6 b).

ideen er at multiplicere den modtagne bitstrøm med en kopi af den, der er forsinket med en bitperiode. Det resulterende signal har en komponent i formen cos (prirk − prikk−1), hvor prikk er fasen af kth− bitten, som kan bruges til at gendanne bitmønsteret, da information er kodet i faseforskellen prikk−prikk-1. En sådan ordning kræver kun fasestabilitet over nogle få bits og kan implementeres ved hjælp af Dfb halvlederlasere. Forsinkelsesdemoduleringsordningen kan også bruges til CPFSK. Mængden af forsinkelse i dette tilfælde afhænger af toneafstanden og er valgt således, at fasen forskydes med lyd for det forsinkede signal.