¿Qué es un Sistema de Comunicación de Ondas de Luz Coherente?

¿Qué es la Modulación de Intensidad con Detección Directa (IM / DD)?

Los sistemas de comunicación de ondas de luz de fibra óptica actuales se basan en un esquema de transmisión digital simple en el que se utiliza una corriente de bits eléctricos para modular la intensidad del portador óptico, y la señal óptica se detecta directamente en un fotodiodo para convertirla en la señal digital original en el dominio eléctrico.

Este esquema se denomina modulación de intensidad con detección directa (IM / DD).

¿Qué es la Comunicación Óptica Coherente?

A diferencia de la modulación de intensidad con detección directa (IM/DD), muchos esquemas alternativos, bien conocidos en el contexto de los sistemas de comunicación por radio y microondas, transmiten información modulando la frecuencia o la fase del portador óptico y detectan la señal transmitida utilizando técnicas de detección homodinas o heterodinas.

Dado que la coherencia de fase del portador óptico juega un papel importante en la implementación de tales esquemas, se conocen como técnicas de comunicación coherentes, y los sistemas de comunicación de fibra óptica basados en ellos se denominan sistemas de ondas de luz coherentes.

Se exploraron técnicas de comunicación coherentes durante la década de 1980, y muchos ensayos de campo establecieron su viabilidad en 1990.

¿Por Qué Necesitamos Sistemas De Ondas De Luz Coherentes?

La motivación detrás del uso de las técnicas de comunicación coherentes es doble.

1) La sensibilidad del receptor se puede mejorar hasta en 20 dB en comparación con los sistemas IM/DD. Esta mejora permite una distancia de transmisión mucho más larga (hasta 100 km adicionales cerca de 1,55 um) para la misma cantidad de potencia del transmisor.

2) El uso de detección coherente permite un uso eficiente del ancho de banda de fibra. Muchos canales se pueden transmitir simultáneamente a través de la misma fibra mediante la multiplexación por división de frecuencia (FDM) con un espaciado de canal tan pequeño como 1-10 GHz.

Conceptos Básicos Detrás De Sistemas De Ondas De Luz Coherentes

1. Oscilador local

La idea básica detrás del sistema coherente de ondas de luz es mezclar la señal recibida de manera coherente con un campo óptico de onda continua (CW) antes de que se produzca un incidente en el fotodetector (como se muestra en la figura 1 a continuación).

El campo de onda continua se genera localmente en el receptor utilizando un láser de ancho de línea estrecha, llamado oscilador local (LO), un término tomado de la literatura de radio y microondas.

Para ver cómo la mezcla de la señal recibida con un oscilador local puede mejorar el rendimiento del receptor, escribamos la señal óptica utilizando notación compleja como

(Ecuación 1.1)

donde wo es la frecuencia portadora, al igual que la amplitud, y Φs es la fase.

El campo óptico asociado con el oscilador local viene dado por una expresión similar,

(Ecuación 1.2)

donde ALO, wLO y ΦLO representan la amplitud, la frecuencia y la fase del oscilador local, respectivamente

La notación escalar se usa tanto para Es como para ELO después de asumir que los dos campos están polarizados idénticamente (los problemas de falta de coincidencia de polarización se pueden discutir más adelante).

Desde un fotodetector responde a la intensidad óptica, la potencia óptica incidente en el fotodetector es dada por

P = K|Es+ELO|2

donde K es una constante de proporcionalidad.

Usando Ecualizadores. (1.1 y 1.2), obtenemos

(Ecuación 1.3)

donde

(Ecuación 1.4)

La frecuencia

se conoce como la frecuencia intermedia (IF).

Cuando ω0 ≠ wLO, la señal óptica se demodula en dos etapas, su frecuencia portadora se convierte primero en una frecuencia intermedia vIF (típicamente 0.1-5GHz) antes de que la señal se demodule a la banda base.

No siempre es necesario utilizar una frecuencia intermedia. De hecho, hay dos técnicas de detección coherentes diferentes para elegir, dependiendo de si vIF es igual a cero o no. Se conocen como técnicas de detección homodinas y heterodinas.

2. Detección homodina

En esta técnica de detección coherente, la frecuencia del oscilador local wLO se selecciona para coincidir con la frecuencia portadora de señal ω0, de modo que wIF = 0.

De la ecuación 1.3, la fotocorriente (I = RP, donde R es la respuesta del detector) viene dada por

(Ecuación 1.5)

Típicamente, PLO > > Ps, y Ps + PLO ≈ PLO.

El último término de la ecuación 1.5 contiene la información transmitida y es utilizado por el circuito de decisión. Considere el caso en el que la fase del oscilador local está bloqueada a la fase de señal de modo que Φs = ΦLO. La señal homodina viene dada por

(Ecuación 1.6)

Ventajas de la detección homodina

La principal ventaja de la detección homodina es evidente a partir de la ecuación 1.6 si observamos que la corriente de señal en el caso de detección directa viene dada por Idd ( t) = RPs(t). Denotando la potencia óptica media en , la potencia eléctrica media se incrementa en un factor de con el uso de la detección homodina.

Dado que PLO se puede hacer mucho más grande que , la mejora de potencia puede exceder los 20dB. Aunque el ruido de disparo también se mejora, se muestra que la detección homodina mejora la relación señal-ruido (SNR) en un gran factor.

Otra ventaja de la detección coherente es evidente en la Ecuación 1.5. Debido a que el último término de esta ecuación contiene explícitamente la fase de señal, es posible transmitir información modulando la fase o frecuencia del portador óptico. La detección directa no permite la modulación de fase o frecuencia, ya que se pierde toda la información sobre la fase de la señal.

Desventaja de la detección homodina

Una desventaja de la detección homodina también resulta de su sensibilidad de fase. Dado que el último término de la ecuación 1.5 contiene explícitamente la fase del oscilador local ΦLO, es evidente que ΦLO debe controlarse.

Idealmente, Φs y ΦLO deben permanecer constantes, excepto por la modulación intencional de Φs. En la práctica, tanto Φs como ΦLO fluctúan con el tiempo de manera aleatoria. Sin embargo, su diferencia Φs – ΦLO puede ser forzada a permanecer casi constante a través de un bucle óptico bloqueado por fase.

La implementación de tales como loop no es simple y hace que el diseño de receptores ópticos homodinos sea bastante complicado. Además, la coincidencia de las frecuencias del transmisor y del oscilador local impone requisitos estrictos a las dos fuentes ópticas. Estos problemas se pueden superar mediante el uso de la detección heterodina, como se discutirá a continuación.

3. Detección heterodina

En el caso de detección heterodina, la frecuencia del oscilador local wLO se elige para diferir de la frecuencia portadora de señal ω0, de modo que la frecuencia intermedia wIF se encuentre en la región de microondas (vIF ~ 1 GHz). Usando la ecuación 1.3 junto con I = RP, la fotocorriente ahora viene dada por

(Ecuación 1.7)

Dado que PLO > > Ps en la práctica, el término de corriente continua (cc) es casi constante y se puede eliminar fácilmente utilizando filtros de paso de banda. La señal heterodina viene dada por el término de corriente alterna (ca) en la ecuación 1.7 o por

(Ecuación 1.8)

Al igual que en el caso de la detección homodina, la información se puede transmitir a través de la modulación de amplitud, fase o frecuencia del portador óptico. Más importante aún, el oscilador local aún amplifica la señal recibida por un factor grande, mejorando así el SNR.

Sin embargo, la mejora de SNR es menor por un factor de 2 (o por 3dB) en comparación con el caso homodino. Esta reducción se conoce como penalización por detección heterodina.

El origen de la penalización de 3dB se puede ver considerando la potencia de la señal (proporcional al cuadrado de la corriente). Debido a la naturaleza de ca de Iac, la potencia media de la señal se reduce en un factor de 2 cuando se promedia a lo largo de un ciclo completo en la frecuencia intermedia (recordemos que el promedio de cos2θ sobre θ es 1/2).

Ventajas de la detección Heterodina

La ventaja obtenida a expensas de la penalización de 3dB es que el diseño del receptor se simplifica considerablemente porque ya no se necesita un bucle óptico bloqueado por fase.

Las fluctuaciones en Φs y ΦLO todavía deben controlarse utilizando láseres semiconductores de anchura estrecha para ambas fuentes ópticas. Sin embargo, los requisitos de ancho de línea son bastante moderados cuando se utiliza un esquema de demodulación asíncrona. Esta característica hace que el esquema de detección heterodina sea muy adecuado para su implementación práctica en sistemas coherentes de ondas de luz.

4. Relación Señal / ruido

La ventaja de la detección coherente para sistemas de ondas de luz se puede hacer más cuantitativa considerando el SNR de la corriente del receptor.

La corriente del receptor fluctúa debido al ruido de disparo y al ruido térmico. La varianza σ2 de la fluctuación de corriente se obtiene sumando las dos contribuciones de modo que

(Ecuación 1.9)

donde

(Ecuación 1.10)

La corriente I en la ecuación 1.10 es la fotocorriente total generada en el detector y está dada por la ecuación 1.5 o 1.7, dependiendo de si se emplea detección homodina o heterodina. En la práctica, PLO >> Ps, y I en la ecuación 1.10 pueden ser reemplazados por el término dominante RPLO para ambos casos.

El SNR se obtiene dividiendo la potencia de señal media por la potencia de ruido media. En el caso heterodino, viene dado por

(Ecuación 1.11)

En el caso homodino, el SNR es mayor por un factor de 2 si asumimos que Φs = ΦLO en la ecuación 1.5.

La principal ventaja de la detección coherente se puede ver en la ecuación 1.11. Dado que el PLO de potencia del oscilador local se puede controlar en el receptor, se puede hacer lo suficientemente grande como para que el ruido del receptor esté dominado por el ruido de disparo. Más específicamente, cuando

(Ecuación 1.12)

En las mismas condiciones, las contribuciones de la corriente oscura al ruido de disparo son insignificantes (Id < < RPLO). El SNR es entonces dado por

(Ecuación 1.13)

donde R = nq / hv.

El uso de detección coherente permite alcanzar el límite de ruido de disparo incluso para receptores p-i-n cuyo rendimiento generalmente está limitado por el ruido térmico. Además, en contraste con el caso de los receptores de fotodiodo de avalancha (APD), este límite se realiza sin agregar ningún ruido de disparo excesivo.

Es útil expresar el SNR en términos del número de fotones, Np, recibidos dentro de un solo bit. A la velocidad de bits B, la potencia de la señal está relacionada con Np como . Típicamente Δf ≈ B / 2. Al usar estos valores de y Δf en la ecuación 1.13, el SNR se da por una expresión simple

(Ecuación 1.14)

En el caso de la detección homodina, SNR es mayor por un factor de 2 y viene dado por SNR = 4nNp. Hay más discusiones sobre la dependencia del BER del SNR y muestra cómo se mejora la sensibilidad del receptor mediante el uso de una detección coherente.

Formatos de modulación

Como dijimos anteriormente, una ventaja importante del uso de las técnicas de detección coherentes es que se pueden detectar y medir tanto la amplitud como la fase de la señal óptica recibida. Esta característica abre la posibilidad de enviar información modulando la amplitud, la fase o la frecuencia de un portador óptico.

En el caso de los sistemas de comunicación digital, las tres posibilidades dan lugar a tres formatos de modulación conocidos como codificación de cambio de amplitud (ASK), codificación de cambio de fase (PSK) y codificación de cambio de frecuencia (FSK).

La figura 2 a continuación muestra esquemáticamente los tres formatos de modulación para un patrón de bits específico.

1. Formato ASK

El campo eléctrico asociado a una señal óptica se puede escribir como

(Ecuación 2.1)

En el caso del formato ASK, la amplitud Tal como se modula mientras se mantiene constante ω0 y Φs. Para modulación digital binaria, As toma uno de dos valores fijos durante cada período de bits, dependiendo de si se transmite 1 o 0 bits.

En la mayoría de las situaciones prácticas, como se establece en cero durante la transmisión de 0 bits. El formato ASK se llama entonces llave on-off (OOK) y es idéntico al esquema de modulación comúnmente utilizado para sistemas de ondas de luz digitales no coherentes (IM/DD).

La implementación de sistemas coherentes de ASK difiere del caso de los sistemas de detección directa en un aspecto importante. Mientras que el flujo de bits ópticos para sistemas de detección directa puede generarse modulando un diodo emisor de luz (LED) o un láser semiconductor directamente, la modulación externa es necesaria para sistemas de comunicación coherentes.

La razón detrás de esta necesidad está relacionada con los cambios de fase que invariablemente ocurren cuando la amplitud (o la potencia) se cambia modulando la corriente aplicada a un láser semiconductor. En el caso de los sistemas IM/DD, el detector no ve estos cambios de fase involuntarios (ya que el detector responde solo a la potencia óptica) y no son motivo de gran preocupación, excepto por la penalización de potencia inducida por chirp.

La situación es completamente diferente en el caso de sistemas coherentes, donde la respuesta del detector depende de la fase de la señal recibida. La implementación del formato ASK para sistemas coherentes requiere que la fase Φs permanezca casi constante. Esto se logra operando el láser semiconductor continuamente a una corriente constante y modulando su salida mediante un modulador externo.

Dado que todos los moduladores externos tienen algunas pérdidas de inserción, se incurre en una penalización de potencia cada vez que se utiliza un modulador externo; se puede reducir a menos de 1 dB para moduladores integrados monolíticamente.

Un modulador externo de uso común hace uso de guías de onda LiNbO3 en una configuración Mach-Zehnder (MZ). El rendimiento de los moduladores externos se cuantifica a través de la relación on-off (también llamada relación de extinción) y el ancho de banda de modulación. Los moduladores LiNbO3 proporcionan una relación de encendido / apagado superior a 20 y se pueden modular a velocidades de hasta 75 GHz. El voltaje de conducción es típicamente de 5V, pero se puede reducir a 3V con un diseño adecuado.

Otros materiales también se pueden utilizar para hacer moduladores externos. Por ejemplo, un modulador electro-óptico polimérico MZ requería solo 1,8 V para cambiar la fase de una señal de 1,55 um por π en uno de los brazos del interferómetro MZ.

Los moduladores de electroabsorción, fabricados con semiconductores, a menudo se prefieren porque no requieren el uso de un interferómetro y pueden integrarse monolíticamente con el láser. Los transmisores ópticos con un modulador de electroabsorción integrado capaz de modular a 10 Gb/s estaban disponibles desde 1999 y se utilizan habitualmente para sistemas de ondas de luz IM/DD. Tales moduladores integrados exhibían un ancho de banda de más de 50 GHz y tenían el potencial de operar a velocidades de bits de hasta 100 Gb/s. Es probable que también se empleen para sistemas coherentes.

2. Formato PSK

En el caso del formato PSK, el flujo de bits ópticos se genera modulando la fase Φs en la ecuación 2.1, mientras que la amplitud As y la frecuencia ω0 del portador óptico se mantienen constantes.

Para PSK binario, la fase Φs toma dos valores, comúnmente elegidos para ser 0 y π. La Figura 2 anterior muestra el formato PSK binario esquemáticamente para un patrón de bits específico.

Un aspecto interesante del formato PSK es que la intensidad óptica permanece constante durante todos los bits y la señal parece tener una forma CW. La detección coherente es una necesidad para PSK, ya que toda la información se perdería si la señal óptica se detectara directamente sin mezclarla con la salida de un oscilador local.

La implementación de PSK requiere un modulador externo capaz de cambiar la fase óptica en respuesta a un voltaje aplicado. El mecanismo físico utilizado por tales moduladores se llama electrorrefracción. Cualquier cristal electroóptico con la orientación adecuada se puede utilizar para la modulación de fase.

Un cristal LiNbO3 se usa comúnmente en la práctica. El diseño de los moduladores de fase basados en LiNbO3 es mucho más simple que el de un modulador de amplitud, ya que ya no se necesita un interferómetro Mach-Zehnder, y se puede usar una sola guía de onda.

El cambio de fase δφ que ocurre mientras la señal CW pasa a través de la guía de onda está relacionado con el cambio de índice δn por la relación simple

(Ecuación 2.2)

donde lm es la longitud sobre la que el cambio de índice es inducido por el voltaje aplicado. El cambio de índice δn es proporcional al voltaje aplicado, que se elige de tal manera que δφ = π. Por lo tanto, se puede imponer un cambio de fase de π al portador óptico aplicando el voltaje requerido durante la duración de cada bit “1”.

Los semiconductores también se pueden usar para hacer moduladores de fase, especialmente si se utiliza una estructura de pozo multi-cuántico (MQW). El efecto de electrorrefracción que se origina en el efecto Stark de confinamiento cuántico se mejora para un diseño de pozo cuántico. Estos moduladores de fase MQW se han desarrollado y pueden funcionar a una velocidad de bits de hasta 40 Gb/s en el rango de longitud de onda de 1,3 a 1,6 um.

Ya en 1992, los dispositivos MQW tenían un ancho de banda de modulación de 20 GHz y solo requerían 3,85 V para introducir un cambio de fase π cuando se operaban cerca de 1,55 um. El voltaje de funcionamiento se redujo a 2,8 V en un modulador de fase basado en el efecto de electroabsorción en una guía de onda MQW.

A veces se integra un convertidor de tamaño de punto con el modulador de fase para reducir las pérdidas de acoplamiento. El mejor rendimiento se logra cuando un modulador de fase de semiconductor está integrado monolíticamente dentro del transmisor. Estos transmisores son muy útiles para sistemas de ondas de luz coherentes.

El uso del formato PSK requiere que la fase de la portadora óptica permanezca estable para que la información de fase se pueda extraer en el receptor sin ambigüedad. Este requisito impone una condición estricta a los anchos de línea tolerables del láser transmisor y del oscilador local.

El requisito de ancho de línea puede ser algo relajado mediante el uso de una variante del formato PSK, conocida como keying diferencial de desplazamiento de fase (DPSK). En el caso DPSK, la información se codifica usando la diferencia de fase entre dos bits vecinos. Por ejemplo, si φk representa la fase del bit kth, la diferencia de fase Δφ = φk – φk-1 se cambia por π o 0, dependiendo de si el bit kth es un bit 1 o 0.

La ventaja de DPSK es que la señal de transmisión se puede demodular con éxito siempre que la fase portadora permanezca relativamente estable durante una duración de dos bits.

3. Formato FSK

En el caso de la modulación FSK, la información se codifica en la portadora óptica cambiando la propia frecuencia portadora ω0. Para una señal digital binaria, ω0 toma dos valores, ω0 + Δω y ω0-Δω, dependiendo de si se está transmitiendo un bit de 1 o 0.

El cambio Δf = Δω / 2π se denomina desviación de frecuencia. La cantidad 2Δf a veces se llama espaciado de tonos, ya que representa el espaciado de frecuencias entre 1 y 0 bits.

El campo óptico para formato FSK se puede escribir como

(Ecuación 2.3)

donde los signos + y-corresponden a 1 y 0 bits.

Al señalar que el argumento del coseno se puede escribir como , el formato FSK también se puede ver como una especie de modulación PSK de tal manera que la fase portadora aumenta o disminuye linealmente sobre la duración del bit.

La elección de la desviación de frecuencia Δf depende del ancho de banda disponible. El ancho de banda total de una señal FSK viene dado aproximadamente por 2Δf + 2B, donde B es la velocidad de bits.

Cuando Δf >> B, el ancho de banda se acerca a 2Δf y es casi independiente de la velocidad de bits. Este caso se conoce a menudo como FSK de banda ancha o desviación ancha.

En el caso opuesto de Δf << B, llamado desviación estrecha o FSK de banda estrecha, el ancho de banda se aproxima a 2B.

La relación ßFM = Δf/B, llamado índice de modulación de frecuencia (FM), sirve para distinguir los dos casos, dependiendo de si ßFM >> 1 o ßFM << 1.

La implementación de FSK requiere moduladores capaces de cambiar la frecuencia de la señal óptica incidente. Los materiales electroópticos como LiNbO3 normalmente producen un desplazamiento de fase proporcional al voltaje aplicado. Se pueden usar para FSK aplicando un pulso de voltaje triangular (en forma de diente de sierra), ya que un cambio de fase lineal corresponde a un cambio de frecuencia.

Una técnica alternativa hace uso de la dispersión de Bragg de ondas acústicas. Tal moduladores son llamados acústico-óptica moduladores. Su uso es algo engorroso en la forma masiva. Sin embargo, pueden fabricarse en forma compacta utilizando ondas acústicas de superficie en una guía de ondas de losa. La estructura del dispositivo es similar a la de un filtro acústico-óptico utilizado para aplicaciones de multiplexación por división de longitud de onda (WDM). El desplazamiento de frecuencia máximo si se limita típicamente a menos de 1 GHz para dichos moduladores.

El método más simple de producir una señal FSK hace uso de la capacidad de modulación directa de los láseres semiconductores. Como se mencionó anteriormente, un cambio en la corriente de funcionamiento de un láser semiconductor conduce a cambios tanto en la amplitud como en la frecuencia de la luz emitida. En el caso de ASK, el cambio de frecuencia o el chirrido del pulso óptico emitido no es deseable. Pero el mismo cambio de frecuencia se puede utilizar para el propósito de FSK. Normalmente, los valores de los cambios de frecuencia son ~ 1 GHz / mA. Por lo tanto, solo se requiere un pequeño cambio en la corriente de funcionamiento (~1mA) para producir la señal FSK. Tales cambios de corriente son lo suficientemente pequeños como para que la amplitud no cambie mucho de un bit a otro.

Para el propósito de FSK, la respuesta FM de un láser de retroalimentación distribuida (DFB) debe ser plana sobre un ancho de banda igual a la velocidad de bits. Como se ve en la figura 3 a continuación, la mayoría de los láseres DFB muestran una caída en su respuesta FM a una frecuencia cercana a 1 MHz. La razón es que dos fenómenos físicos diferentes contribuyen al cambio de frecuencia cuando se cambia la corriente del dispositivo. Los cambios en el índice de refracción, responsables del cambio de frecuencia, pueden ocurrir debido a un cambio de temperatura o a un cambio en la densidad de la portadora. Los efectos térmicos contribuyen solo hasta frecuencias de modulación de aproximadamente 1 MHz debido a su lenta respuesta. La respuesta FM disminuye en el rango de frecuencia de 0.1-10MHz debido a la contribución térmica y la contribución de densidad portadora ocurre con fases opuestas.

Se pueden usar varias técnicas para hacer que la respuesta FM sea más uniforme. Un circuito de ecualización mejora la uniformidad, pero también reduce la eficiencia de modulación. Otra técnica hace uso de códigos de transmisión que reducen los componentes de baja frecuencia de los datos donde la distorsión es más alta. Los láseres DFB de múltiples secciones se han desarrollado para lograr una respuesta FM uniforme. La Figura 3 muestra la respuesta FM de un láser DFB de dos secciones. No solo es uniforme hasta aproximadamente 1 GHz, sino que su eficiencia de modulación también es alta. Se obtiene un rendimiento aún mejor mediante el uso de láseres DBR de tres secciones.

La respuesta FM plana de 100 kHz a 15 GHz se demostró en 1990 en tales láseres. En 1995, el uso de láseres DFB acoplados a ganancia y cambiados de fase extendió el rango de respuesta FM uniforme de 10 kHz a 20 GHz. Cuando FSK se realiza a través de modulación directa, la fase portadora varía continuamente de bit a bit. Este caso se conoce a menudo como FSK de fase continua (CPFSK). Cuando se elige el espaciado de tonos 2Δf para ser B / 2 (ßFM = 1/2), CPFSK también se denomina clave de desplazamiento mínimo (MSK).

Esquemas de demodulación

Como se mencionó anteriormente, la detección homodina o heterodina puede usarse para convertir la señal óptica recibida en una forma eléctrica.

En el caso de detección homodina, la señal óptica se demodula directamente a la banda base. Aunque simple en concepto, la detección homodina es difícil de implementar en la práctica, ya que requiere un oscilador local cuya frecuencia coincida exactamente con la frecuencia portadora y cuya fase esté bloqueada a la señal entrante. Este esquema de demodulación se denomina síncrono y es esencial para la detección homodina. Aunque se han desarrollado bucles ópticos bloqueados por fase para este propósito, su uso es complicado en la práctica.

La detección heterodina simplifica el diseño del receptor, ya que no se requiere bloqueo de fase óptico ni coincidencia de frecuencia del oscilador local. Sin embargo, la señal eléctrica oscila rápidamente a frecuencias de microondas y debe ser desmodulada de la banda FI a la banda base utilizando técnicas similares a las desarrolladas para los sistemas de comunicación de microondas.

La demodulación puede llevarse a cabo de forma síncrona o asíncrona. La demodulación asíncrona también se denomina incoherente en la literatura de comunicación por radio. En la literatura de comunicación óptica, el término detección coherente se usa en un sentido más amplio. Un sistema de ondas de luz se llama coherente siempre y cuando use un oscilador local independientemente de la técnica de demodulación utilizada para convertir la señal IF a frecuencias de banda base.

Nos centraremos en los esquemas de demodulación síncrona y asíncrona para sistemas heterodinos.

1. Demodulación Sincrónica Heterodina

La Figura 4 muestra esquemáticamente un receptor heterodino síncrono. La corriente generada en el fotodiodo se pasa a través de un filtro de paso de banda (BPF) centrado en la frecuencia intermedia wIF. La corriente filtrada en ausencia de ruido se puede escribir como

(Ecuación 3.1)

donde y φ = φLO-φs es la diferencia de fase entre el oscilador local y la señal. El ruido también es filtrado por el BPF. Utilizando los componentes de cuadratura en fase y fuera de fase del ruido gaussiano filtrado, el ruido del receptor se incluye a través de

(Ecuación 3.2)

donde ic e is son variables aleatorias gaussianas de media cero con varianza σ2 dada por la Ecuación 1.9. Para la demodulación síncrona, If (t) se multiplica por cos(wIFt) y se filtra con un filtro de paso bajo. La señal de banda base resultante es

(Ecuación 3.3)

donde los soportes angulares denotan filtrado de paso bajo utilizado para rechazar los componentes de ca que oscilan a 2 Wif. Ecuación (3.3) muestra que solo el componente de ruido en fase afecta el rendimiento de los receptores heterodinos síncronos.

La demodulación síncrona requiere la recuperación del portador de microondas en la frecuencia intermedia wIF. Se pueden utilizar varios esquemas electrónicos para este propósito, todos los cuales requieren una especie de bucle eléctrico bloqueado por fase. Dos bucles de uso común son el bucle cuadrado y el bucle Costas. Un bucle de cuadratura utiliza un dispositivo de ley cuadrada para obtener una señal de la forma cos2 (wIFt) que tiene un componente de frecuencia a 2wIF. Este componente se puede utilizar para generar una señal de microondas en wIF.

2. Demodulación heterodina asíncrona

La figura 5 muestra esquemáticamente un receptor heterodino asíncrono. No requiere la recuperación del portador de microondas en la frecuencia intermedia, lo que resulta en un diseño de receptor mucho más simple. La señal filtrada If (t) se convierte en la banda base mediante un detector de envolvente, seguido de un filtro de paso bajo.

La señal recibida por el circuito de decisión es simplemente Id = / If/, donde If es dada por la Ec. (3.2). Se puede escribir como

(Ecuación 3.4)

La principal diferencia es que tanto los componentes de cuadratura en fase como fuera de fase del ruido del receptor afectan a la señal. Por lo tanto, el SNR se degrada en comparación con el caso de la demodulación síncrona. Como se discutió, la degradación de la sensibilidad resultante de la reducción del SNR es bastante pequeña (aproximadamente 0,5 dB). Como los requisitos de estabilidad de fase son bastante modestos en el caso de la demodulación asíncrona, este esquema se usa comúnmente para sistemas de ondas de luz coherentes.

El receptor heterodino asíncrono que se muestra en la Fig. 5 requiere modificaciones cuando se utilizan los formatos de modulación FSK y PSK.

la Figura 6 muestra dos esquemas de demodulación. El receptor de doble filtro FSK utiliza dos ramas separadas para procesar los bits 1 y 0 cuyas frecuencias portadoras, y por lo tanto las frecuencias intermedias, son diferentes. El esquema se puede usar siempre que el espaciado de tonos sea mucho mayor que las velocidades de bits, de modo que los espectros de 1 y 0 bits tengan una superposición insignificante (FSK de desviación ancha). Los dos BPF tienen sus frecuencias centrales separadas exactamente por el espaciado de tonos para que cada BPF pase solo 1 o 0 bits.

El receptor de doble filtro FSK se puede considerar como dos receptores de un solo filtro ASK en paralelo cuyas salidas se combinan antes de llegar al circuito de decisión. Un receptor de un solo filtro de la Fig. se puede utilizar para la demodulación FSK si se elige su ancho de banda para que sea lo suficientemente ancho como para pasar toda la secuencia de bits. La señal es procesada por un discriminador de frecuencia para identificar 1 y 0 bits. Este esquema funciona bien solo para FSK de desviación estrecha, para el cual el espaciado de tonos es menor o comparable a la velocidad de bits (ßFM ≤ 1).

La demodulación asíncrona no se puede usar en el caso del formato PSK porque la fase del láser transmisor y el oscilador local no están bloqueados y pueden derivar con el tiempo. Sin embargo, el uso del formato DPSK permite la demodulación asíncrona utilizando el esquema de retardo que se muestra en la Fig. 6 b).

La idea es multiplicar el flujo de bits recibido por una réplica del mismo que se ha retrasado por un período de bits. La señal resultante tiene un componente de la forma cos (φk-φk-1), donde φk es la fase del bit kth, que se puede usar para recuperar el patrón de bits ya que la información está codificada en la diferencia de fase φk− φk−1. Tal esquema requiere estabilidad de fase solo en unos pocos bits y se puede implementar mediante el uso de láseres semiconductores DFB. El esquema de demodulación de retardo también se puede usar para CPFSK. La cantidad de retardo en ese caso depende del espaciado de tonos y se elige de tal manera que la fase se desplaza por π para la señal retrasada.