Qu’est-ce qu’un Système de Communication par ondes lumineuses cohérent?

Qu’est-ce que la Modulation d’Intensité avec Détection Directe (IM/DD)?

Les systèmes de communication par ondes lumineuses à fibre optique actuels sont basés sur un schéma de transmission numérique simple dans lequel un flux binaire électrique est utilisé pour moduler l’intensité de la porteuse optique, et le signal optique est détecté directement au niveau d’une photodiode pour le convertir en signal numérique d’origine dans le domaine électrique.

Un tel schéma est appelé modulation d’intensité avec détection directe (IM / DD).

Qu’est-ce que la Communication Optique cohérente?

Contrairement à la modulation d’intensité avec détection directe (IM/DD), de nombreux schémas alternatifs, bien connus dans le cadre des systèmes de communication radio et hyperfréquences, transmettent des informations en modulant la fréquence ou la phase de la porteuse optique et détectent le signal transmis en utilisant des techniques de détection homodyne ou ou hétérodyne.

Étant donné que la cohérence de phase de la porteuse optique joue un rôle important dans la mise en œuvre de tels schémas, ils sont appelés techniques de communication cohérentes et les systèmes de communication par fibre optique qui en sont basés sont appelés systèmes à ondes lumineuses cohérents.

Des techniques de communication cohérentes ont été explorées au cours des années 1980, et de nombreux essais sur le terrain ont établi leur faisabilité en 1990.

Pourquoi Avons-Nous Besoin De Systèmes D’Ondes Lumineuses Cohérents?

La motivation derrière l’utilisation des techniques de communication cohérentes est double.

1) La sensibilité du récepteur peut être améliorée jusqu’à 20 dB par rapport aux systèmes IM / DD. Une telle amélioration permet une distance de transmission beaucoup plus longue (jusqu’à 100 km supplémentaires près de 1,55 um) pour la même quantité de puissance d’émission.

2) L’utilisation de la détection cohérente permet une utilisation efficace de la bande passante de la fibre. De nombreux canaux peuvent être transmis simultanément sur la même fibre en utilisant le multiplexage par répartition en fréquence (FDM) avec un espacement des canaux aussi petit que 1-10 GHz.

Concepts De base Derrière Les Systèmes D’Ondes Lumineuses Cohérents

1. Oscillateur local

L’idée de base du système à ondes lumineuses cohérentes est de mélanger le signal reçu de manière cohérente avec un champ optique à ondes continues (CW) avant qu’il ne soit incident sur le photodétecteur (comme le montre la figure 1 ci-dessous).

Le champ d’onde continue est généré localement au niveau du récepteur à l’aide d’un laser à largeur de ligne étroite, appelé oscillateur local (LO), un terme emprunté à la littérature radio et micro-ondes.

Pour voir comment le mélange du signal reçu avec un oscillateur local peut améliorer les performances du récepteur, écrivons le signal optique en utilisant une notation complexe comme

(Équation 1.1)

où wo est la fréquence porteuse, ainsi que l’amplitude, et Φs est la phase.

Le champ optique associé à l’oscillateur local est donné par une expression similaire,

(Équation 1.2)

où ALO, wLO et ΦLO représentent l’amplitude, la fréquence et la phase de l’oscillateur local, respectivement

La notation scalaire est utilisée pour Es et ELO après avoir supposé que les deux champs sont polarisés de manière identique (les problèmes de décalage de polarisation peuvent être discutés plus loin).

Comme un photodétecteur répond à l’intensité optique, la puissance optique incidente au photodétecteur est donnée par

P = K|Es +ELO|2

où K est une constante de proportionnalité.

En utilisant des égaliseurs. (1.1 et 1.2), on obtient

(Équation 1.3)

où

(Équation 1.4)

La fréquence

est connue sous le nom de fréquence intermédiaire (IF).

Lorsque ω0 ≠ wLO, le signal optique est démodulé en deux étapes, sa fréquence porteuse est d’abord convertie en une fréquence intermédiaire vIF (typiquement 0,1-5 GHz) avant que le signal ne soit démodulé en bande de base.

Il n’est pas toujours nécessaire d’utiliser une fréquence intermédiaire. En fait, il existe deux techniques de détection cohérentes différentes parmi lesquelles choisir, selon que vIF est égal ou non à zéro. Elles sont connues sous le nom de techniques de détection homodyne et hétérodyne.

2. Détection homodyne

Dans cette technique de détection cohérente, la fréquence de l’oscillateur local wLO est choisie pour coïncider avec la fréquence de la porteuse de signal ω0 de sorte que wIF = 0.

D’après l’équation 1.3, le photocourant (I = RP, où R est la réceptivité du détecteur) est donné par

(Équation 1.5)

Typiquement, PLO > > Ps, et Ps + PLO ≈ PLO.

Le dernier terme de l’équation 1.5 contient les informations transmises et est utilisé par le circuit de décision. Considérons le cas où la phase de l’oscillateur local est verrouillée sur la phase du signal de sorte que Φs = ΦLO. Le signal homodyne est alors donné par

(Équation 1.6)

Avantages de la détection homodyne

Le principal avantage de la détection homodyne ressort de l’équation 1.6 si l’on note que le courant du signal dans le cas de détection directe est donné par Idd(t) = RPs(t). En désignant la puissance optique moyenne par , la puissance électrique moyenne est augmentée d’un facteur avec l’utilisation de la détection homodyne.

Étant donné que l’OLP peut être beaucoup plus grande que , l’amélioration de la puissance peut dépasser 20 dB. Bien que le bruit de tir soit également amélioré, il est montré que la détection homodyne améliore considérablement le rapport signal sur bruit (SNR).

Un autre avantage de la détection cohérente ressort de l’équation 1.5. Comme le dernier terme de cette équation contient explicitement la phase du signal, il est possible de transmettre des informations en modulant la phase ou la fréquence de la porteuse optique. La détection directe ne permet pas la modulation de phase ou de fréquence, car toutes les informations sur la phase du signal sont perdues.

Inconvénient de la détection homodyne

Un inconvénient de la détection homodyne résulte également de sa sensibilité de phase. Puisque le dernier terme de l’équation 1.5 contient explicitement la phase de l’oscillateur local ΦLO, il faut clairement contrôler ΦLO.

Idéalement, Φs et ΦLO devraient rester constants sauf pour la modulation intentionnelle de Φs. En pratique, Φs et ΦLO fluctuent au cours du temps de manière aléatoire. Cependant, leur différence Φs-ΦLO peut être forcée de rester presque constante à travers une boucle optique à verrouillage de phase.

La mise en œuvre d’une telle boucle n’est pas simple et rend la conception de récepteurs optiques homodynes assez compliquée. De plus, l’adaptation des fréquences de l’émetteur et de l’oscillateur local impose des exigences strictes aux deux sources optiques. Ces problèmes peuvent être surmontés par l’utilisation de la détection hétérodyne, comme on le verra plus loin.

3. Détection hétérodyne

Dans le cas d’une détection hétérodyne, la fréquence de l’oscillateur local wLO est choisie différente de la fréquence porteuse du signal ω0 de sorte que la fréquence intermédiaire wIF se trouve dans la région hyperfréquence (vIF ~ 1 GHz). En utilisant l’équation 1.3 avec I = RP, le photocourant est maintenant donné par

(Équation 1.7)

Étant donné que PLO > > Ps en pratique, le terme courant continu (cc) est presque constant et peut être facilement supprimé à l’aide de filtres passe-bande. Le signal hétérodyne est alors donné par le terme courant alternatif (ca) dans l’équation 1.7 ou par

(Équation 1.8)

Comme dans le cas de la détection homodyne, l’information peut être transmise par modulation d’amplitude, de phase ou de fréquence de la porteuse optique. Plus important encore, l’oscillateur local amplifie toujours le signal reçu d’un facteur important, améliorant ainsi le SNR.

Cependant, l’amélioration du SNR est inférieure d’un facteur 2 (ou de 3 dB) par rapport au cas homodyne. Cette réduction est appelée pénalité de détection hétérodyne.

L’origine de la pénalité de 3dB peut être vue en considérant la puissance du signal (proportionnelle au carré du courant). Du fait de la nature alternative de Iac, la puissance moyenne du signal est réduite d’un facteur 2 lorsque est moyennée sur un cycle complet à la fréquence intermédiaire (rappelons que la moyenne de cos2θ sur θ est de 1/2).

Avantages de la détection hétérodyne

L’avantage acquis au détriment de la pénalité de 3dB est que la conception du récepteur est considérablement simplifiée car une boucle optique à verrouillage de phase n’est plus nécessaire.

Les fluctuations de Φs et de ΦLO doivent encore être contrôlées à l’aide de lasers à semi-conducteurs à largeur de ligne étroite pour les deux sources optiques. Cependant, les exigences de largeur de ligne sont assez modérées lorsqu’un schéma de démodulation asynchrone est utilisé. Cette caractéristique rend le schéma de détection hétérodyne tout à fait approprié pour une mise en œuvre pratique dans des systèmes d’ondes lumineuses cohérents.

4. Rapport Signal sur bruit

L’avantage de la détection cohérente pour les systèmes à ondes lumineuses peut être rendu plus quantitatif en considérant le SNR du courant récepteur.

Le courant du récepteur fluctue en raison du bruit de tir et du bruit thermique. La variance σ2 de la fluctuation du courant est obtenue en additionnant les deux contributions de sorte que

(Équation 1.9)

où

(Équation 1.10)

Le courant I dans l’équation 1.10 est le photocourant total généré au détecteur et est donné par l’équation 1.5 ou 1.7, selon qu’on utilise une détection homodyne ou hétérodyne. En pratique, PLO > > Ps et I dans l’équation 1.10 peuvent être remplacés par le terme dominant RPLO pour les deux cas.

Le SNR est obtenu en divisant la puissance moyenne du signal par la puissance moyenne du bruit. Dans le cas hétérodyne, elle est donnée par

(Équation 1.11)

Dans le cas homodyne, le SNR est plus grand d’un facteur 2 si l’on suppose que Φs = ΦLO dans l’équation 1.5.

Le principal avantage de la détection cohérente peut être vu à partir de l’équation 1.11. Étant donné que la puissance de l’oscillateur local PLO peut être contrôlée au niveau du récepteur, elle peut être suffisamment grande pour que le bruit du récepteur soit dominé par le bruit de tir. Plus précisément, lorsque

(Équation 1.12)

Dans les mêmes conditions, la contribution du courant d’obscurité au bruit de tir est négligeable (Id < < RPLO). Le SNR est alors donné par

(Équation 1.13)

où R = nq/ hv.

L’utilisation de la détection cohérente permet d’atteindre la limite de bruit de tir même pour les récepteurs p-i-n dont les performances sont généralement limitées par le bruit thermique. De plus, contrairement au cas des récepteurs à photodiodes à avalanche (APD), cette limite est réalisée sans ajouter de bruit de tir excessif.

Il est utile d’exprimer le SNR en termes de nombre de photons, Np, reçus dans un seul bit. Au débit B, la puissance du signal est liée à Np comme . Typiquement Δf ≈ B/2. En utilisant ces valeurs de et Δf dans l’équation 1.13, le SNR est donné par une expression simple

(Équation 1.14)

Dans le cas d’une détection homodyne, SNR est plus grand d’un facteur 2 et est donné par SNR = 4nNp. Il y a d’autres discussions concernant la dépendance du BER au SNR et montre comment la sensibilité du récepteur est améliorée par l’utilisation de la détection cohérente.

Formats de modulation

Comme nous l’avons dit précédemment, un avantage important de l’utilisation des techniques de détection cohérente est que l’amplitude et la phase du signal optique reçu peuvent être détectées et mesurées. Cette caractéristique ouvre la possibilité d’envoyer des informations en modulant soit l’amplitude, soit la phase, soit la fréquence d’une porteuse optique.

Dans le cas des systèmes de communication numériques, les trois possibilités donnent naissance à trois formats de modulation connus sous le nom de modulation par décalage d’amplitude (ASK), de modulation par décalage de phase (PSK) et de modulation par décalage de fréquence (FSK).

La figure 2 ci-dessous montre schématiquement les trois formats de modulation pour un motif binaire spécifique.

1. Format ASK

Le champ électrique associé à un signal optique peut s’écrire

(Équation 2.1)

Dans le cas du format ASK, l’amplitude As est modulée tout en maintenant ω0 et Φs constants. Pour la modulation numérique binaire, As prend l’une des deux valeurs fixes pendant chaque période de bits, selon que 1 ou 0 bit est transmis.

Dans la plupart des situations pratiques, As est mis à zéro lors de la transmission de 0 bits. Le format ASK est alors appelé on-off keying (OOK) et est identique au schéma de modulation couramment utilisé pour les systèmes à ondes lumineuses numériques non cohérents (IM/ DD).

La mise en œuvre des systèmes de DEMANDE de cohérence diffère du cas des systèmes de détection directe par un aspect important. Alors que le flux binaire optique pour les systèmes à détection directe peut être généré en modulant directement une diode électroluminescente (LED) ou un laser à semi-conducteur, une modulation externe est nécessaire pour les systèmes de communication cohérents.

La raison de cette nécessité est liée aux changements de phase qui se produisent invariablement lorsque l’amplitude As (ou la puissance) est modifiée en modulant le courant appliqué à un laser à semi-conducteur. Pour les systèmes IM/DD, ces changements de phase non intentionnels ne sont pas vus par le détecteur (car le détecteur ne répond qu’à la puissance optique) et ne sont pas préoccupants, à l’exception de la pénalité de puissance induite par le chirp.

La situation est tout autre dans le cas de systèmes cohérents, où la réponse du détecteur dépend de la phase du signal reçu. La mise en œuvre du format ASK pour des systèmes cohérents nécessite que la phase Φs reste presque constante. Ceci est réalisé en faisant fonctionner le laser à semi-conducteur en continu à courant constant et en modulant sa sortie à l’aide d’un modulateur externe.

Comme tous les modulateurs externes ont des pertes d’insertion, une pénalité de puissance est encourue chaque fois qu’un modulateur externe est utilisé ; elle peut être réduite en dessous de 1 dB pour les modulateurs intégrés monolithiquement.

Un modulateur externe couramment utilisé utilise des guides d’ondes LiNbO3 dans une configuration Mach-Zehnder (MZ). Les performances des modulateurs externes sont quantifiées à travers le rapport marche-arrêt (également appelé rapport d’extinction) et la bande passante de modulation. Les modulateurs LiNbO3 offrent un rapport marche-arrêt supérieur à 20 et peuvent être modulés à des vitesses allant jusqu’à 75 GHz. La tension d’entraînement est généralement de 5V mais peut être réduite à 3V avec une conception appropriée.

D’autres matériaux peuvent également être utilisés pour fabriquer des modulateurs externes. Par exemple, un modulateur MZ électro-optique polymère ne nécessitait que 1,8 V pour décaler de π la phase d’un signal de 1,55 um dans l’un des bras de l’interféromètre MZ.

Les modulateurs d’électroabsorption, réalisés à l’aide de semi-conducteurs, sont souvent préférés car ils ne nécessitent pas l’utilisation d’un interféromètre et peuvent être intégrés monolithiquement au laser. Des émetteurs optiques avec un modulateur d’électroabsorption intégré capable de moduler à 10 Gb/ s étaient disponibles depuis 1999 et sont couramment utilisés pour les systèmes à ondes lumineuses IM / DD. De tels modulateurs intégrés présentaient une bande passante supérieure à 50 GHz et pouvaient fonctionner à des débits allant jusqu’à 100 Gb/ s. Ils sont susceptibles d’être également utilisés pour des systèmes cohérents.

2. Format PSK

Dans le cas du format PSK, le flux binaire optique est généré en modulant la phase Φs dans l’équation 2.1 tandis que l’amplitude As et la fréquence ω0 de la porteuse optique sont maintenues constantes.

Pour le binaire PSK, la phase Φs prend deux valeurs, généralement choisies pour être 0 et π. La figure 2 ci-dessus montre schématiquement le format PSK binaire pour un motif binaire spécifique.

Un aspect intéressant du format PSK est que l’intensité optique reste constante sur tous les bits et que le signal semble avoir une forme CW. La détection cohérente est une nécessité pour PSK car toutes les informations seraient perdues si le signal optique était détecté directement sans le mélanger à la sortie d’un oscillateur local.

La mise en oeuvre de PSK nécessite un modulateur externe capable de changer la phase optique en réponse à une tension appliquée. Le mécanisme physique utilisé par de tels modulateurs est appelé électroréfraction. Tout cristal électro-optique avec une orientation appropriée peut être utilisé pour la modulation de phase.

Un cristal LiNbO3 est couramment utilisé dans la pratique. La conception des modulateurs de phase à base de LiNbO3 est beaucoup plus simple que celle d’un modulateur d’amplitude car un interféromètre de Mach-Zehnder n’est plus nécessaire et un seul guide d’onde peut être utilisé.

Le déphasage δφ qui se produit pendant que le signal CW traverse le guide d’ondes est lié au changement d’indice δn par la relation simple

(Équation 2.2)

où lm est la longueur sur laquelle le changement d’indice est induit par la tension appliquée. Le changement d’indice δn est proportionnel à la tension appliquée, qui est choisie telle que δφ = π. Ainsi, un déphasage de π peut être imposé à la porteuse optique en appliquant la tension requise pendant la durée de chaque bit “1”.

Les semi-conducteurs peuvent également être utilisés pour fabriquer des modulateurs de phase, en particulier si une structure à puits multi-quantiques (MQW) est utilisée. L’effet d’électroréfraction provenant de l’effet Stark de confinement quantique est amélioré pour une conception de puits quantiques. De tels modulateurs de phase MQW ont été développés et peuvent fonctionner à un débit binaire allant jusqu’à 40 Gb / s dans la gamme de longueurs d’onde 1,3-1,6um.

Déjà en 1992, les dispositifs MQW avaient une largeur de bande de modulation de 20 GHz et ne nécessitaient que 3,85 V pour introduire un déphasage π lorsqu’ils fonctionnaient près de 1,55 um. La tension de fonctionnement a été réduite à 2,8 V dans un modulateur de phase basé sur l’effet d’électroabsorption dans un guide d’ondes MQW.

Un convertisseur de taille de tache est parfois intégré au modulateur de phase pour réduire les pertes de couplage. Les meilleures performances sont obtenues lorsqu’un modulateur de phase semi-conducteur est intégré monolithiquement dans l’émetteur. De tels émetteurs sont très utiles pour les systèmes d’ondes lumineuses cohérents.

L’utilisation du format PSK nécessite que la phase de la porteuse optique reste stable afin que l’information de phase puisse être extraite au niveau du récepteur sans ambiguïté. Cette exigence impose une condition stricte sur les largeurs de lignes tolérables du laser émetteur et de l’oscillateur local.

L’exigence de largeur de ligne peut être quelque peu assouplie en utilisant une variante du format PSK, connue sous le nom de keying à déphasage différentiel (DPSK). Dans le cas de DPSK, l’information est codée en utilisant la différence de phase entre deux bits voisins. Par example, si φk représente la phase du kth bit, la différence de phase Δφ = φk-φk-1 est modifiée par π ou 0, selon que le kth bit est un bit 1 ou 0.

L’avantage de DPSK est que le signal d’émission peut être démodulé avec succès tant que la phase porteuse reste relativement stable sur une durée de deux bits.

3. Format FSK

Dans le cas d’une modulation FSK, l’information est codée sur la porteuse optique en décalant la fréquence porteuse ω0 elle-même. Pour un signal numérique binaire, ω0 prend deux valeurs, ω0 + Δω et ω0-Δω, selon qu’un bit 1 ou 0 est transmis.

Le décalage Δf = Δω/ 2π est appelé écart de fréquence. La quantité 2Δf est parfois appelée espacement de tonalité, car elle représente l’espacement de fréquence entre 1 et 0 bits.

Le champ optique pour le format FSK peut être écrit comme

(Équation 2.3)

où les signes + et – correspondent à 1 et 0 bits.

En notant que l’argument du cosinus peut être écrit , le format FSK peut également être considéré comme une sorte de modulation PSK telle que la phase porteuse augmente ou diminue linéairement sur la durée du bit.

Le choix de l’écart de fréquence Δf dépend de la bande passante disponible. La largeur de bande totale d’un signal FSK est donnée approximativement par 2Δf + 2B, où B est le débit binaire.

Lorsque Δf > >B, la bande passante approche 2Δf et est presque indépendante du débit binaire. Ce cas est souvent appelé grand écart ou FSK à large bande.

Dans le cas inverse de Δf < <B, appelé écart étroit ou bande étroite FSK, la bande passante approche 2B.

Le rapport ßFM = Δf/B, appelé indice de modulation de fréquence (FM), sert à distinguer les deux cas, selon que ßFM > > 1 ou ßFM < < 1.

La mise en oeuvre de FSK nécessite des modulateurs capables de décaler la fréquence du signal optique incident. Les matériaux électro-optiques tels que le LiNbO3 produisent normalement un déphasage proportionnel à la tension appliquée. Ils peuvent être utilisés pour FSK en appliquant une impulsion de tension triangulaire (en dents de scie), car un changement de phase linéaire correspond à un décalage de fréquence.

Une technique alternative utilise la diffusion de Bragg à partir d’ondes acoustiques. De tels modulateurs sont appelés modulateurs acousto-optiques. Leur utilisation est quelque peu lourde sous forme de masse. Cependant, ils peuvent être fabriqués sous forme compacte en utilisant des ondes acoustiques de surface sur un guide d’ondes de dalle. La structure du dispositif est similaire à celle d’un filtre acousto-optique utilisé pour des applications de multiplexage en longueur d’onde (WDM). Le décalage de fréquence maximal s’il est généralement limité à moins de 1 GHz pour de tels modulateurs.

La méthode la plus simple de production d’un signal FSK utilise la capacité de modulation directe des lasers à semi-conducteurs. Comme discuté précédemment, une modification du courant de fonctionnement d’un laser à semi-conducteur entraîne des modifications de l’amplitude et de la fréquence de la lumière émise. Dans le cas de ASK, le décalage en fréquence ou chirp de l’impulsion optique émise n’est pas souhaitable. Mais le même décalage de fréquence peut être utilisé à l’avantage aux fins de FSK. Typiquement, les valeurs des décalages de fréquence sont ~ 1 GHz/mA. Par conséquent, seule une petite variation du courant de fonctionnement (~ 1mA) est nécessaire pour produire le signal FSK. De tels changements de courant sont suffisamment petits pour que l’amplitude ne change pas beaucoup d’un bit à l’autre.

Aux fins de la FSK, la réponse FM d’un laser à rétroaction distribuée (DFB) doit être plate sur une bande passante égale au débit binaire. Comme le montre la figure 3 ci-dessous, la plupart des lasers DFB présentent une baisse de leur réponse FM à une fréquence proche de 1 MHz. La raison en est que deux phénomènes physiques différents contribuent au décalage de fréquence lorsque le courant de l’appareil est modifié. Les changements d’indice de réfraction, responsables du décalage de fréquence, peuvent survenir soit à cause d’un décalage de température, soit à cause d’un changement de densité de porteuse. Les effets thermiques ne contribuent que jusqu’à des fréquences de modulation d’environ 1 MHz en raison de leur réponse lente. La réponse FM diminue dans la gamme de fréquences de 0,1 à 10 MHz en raison de la contribution thermique et la contribution de la densité de porteuse se produit avec des phases opposées.

Plusieurs techniques peuvent être utilisées pour rendre la réponse FM plus uniforme. Un circuit d’égalisation améliore l’uniformité mais réduit également l’efficacité de la modulation. Une autre technique utilise des codes de transmission qui réduisent les composantes basse fréquence des données là où la distorsion est la plus élevée. Des lasers DFB multi-sections ont été développés pour obtenir une réponse FM uniforme. La figure 3 montre la réponse FM d’un laser DFB à deux sections. Il est non seulement uniforme jusqu’à environ 1 GHz, mais son efficacité de modulation est également élevée. Des performances encore meilleures sont obtenues en utilisant des lasers DBR à trois sections.

Une réponse FM plate de 100 kHz à 15 GHz a été démontrée en 1990 dans de tels lasers. En 1995, l’utilisation de lasers DFB à couplage de gain déphasés a étendu la plage de réponse FM uniforme de 10 kHz à 20 GHz. Lorsque la FSK est réalisée par modulation directe, la phase porteuse varie continuellement de bit à bit. Ce cas est souvent appelé FSK en phase continue (CPFSK). Lorsque l’espacement des tons 2Δf est choisi pour être B/2 (ßFM = 1/2), CPFSK est également appelé tonalité à décalage minimum (MSK).

Schémas de démodulation

Comme discuté ci-dessus, une détection homodyne ou hétérodyne peut être utilisée pour convertir le signal optique reçu en une forme électrique.

Dans le cas d’une détection homodyne, le signal optique est démodulé directement en bande de base. Bien que simple de conception, la détection homodyne est difficile à mettre en oeuvre en pratique, car elle nécessite un oscillateur local dont la fréquence correspond exactement à la fréquence porteuse et dont la phase est verrouillée sur le signal entrant. Un tel schéma de démodulation est dit synchrone et est essentiel pour la détection homodyne. Bien que des boucles optiques à verrouillage de phase aient été développées à cet effet, leur utilisation est compliquée en pratique.

La détection hétérodyne simplifie la conception du récepteur, car ni le verrouillage de phase optique ni l’adaptation de fréquence de l’oscillateur local ne sont nécessaires. Cependant, le signal électrique oscille rapidement aux fréquences hyperfréquences et doit être démodulé de la bande IF à la bande de base en utilisant des techniques similaires à celles développées pour les systèmes de communication hyperfréquences.

La démodulation peut être effectuée de manière synchrone ou asynchrone. La démodulation asynchrone est également appelée incohérente dans la littérature de communication radio. Dans la littérature de communication optique, le terme détection cohérente est utilisé dans un sens plus large. Un système à ondes lumineuses est dit cohérent tant qu’il utilise un oscillateur local quelle que soit la technique de démodulation utilisée pour convertir le signal IF en fréquences en bande de base.

Nous nous concentrerons sur les schémas de démodulation synchrone et asynchrone pour les systèmes hétérodynes.

1. Démodulation Synchrone Hétérodyne

La figure 4 représente schématiquement un récepteur hétérodyne synchrone. Le courant généré à la photodiode est passé à travers un filtre passe-bande (BPF) centré à la fréquence intermédiaire wIF. Le courant filtré en l’absence de bruit peut s’écrire

(Équation 3.1)

où et φ = φLO-φs est la différence de phase entre l’oscillateur local et le signal. Le bruit est également filtré par le BPF. En utilisant les composantes en quadrature de phase et hors phase du bruit gaussien filtré, le bruit du récepteur est inclus par

(Équation 3.2)

où ic et is sont des variables aléatoires gaussiennes de moyenne nulle avec variance σ2 donnée par l’équation 1.9. Pour la démodulation synchrone, If(t) est multiplié par cos (wIFt) et filtré par un filtre passe-bas. Le signal de bande de base résultant est

(Équation 3.3)

où les équerres désignent un filtrage passe-bas utilisé pour rejeter les composants ca oscillant à 2 WIF. Équation (3.3) montre que seule la composante de bruit en phase affecte les performances des récepteurs hétérodynes synchrones.

La démodulation synchrone nécessite la récupération de la porteuse hyperfréquence à la fréquence intermédiaire wIF. Plusieurs schémas électroniques peuvent être utilisés à cet effet, tous nécessitant une sorte de boucle électrique à verrouillage de phase. Deux boucles couramment utilisées sont la boucle de quadrature et la boucle de Costas. Une boucle de quadrature utilise un dispositif de loi carrée pour obtenir un signal de la forme cos2 (wIFt) qui a une composante fréquentielle à 2wIF. Ce composant peut être utilisé pour générer un signal hyperfréquence à wIF.

2. Démodulation asynchrone hétérodyne

La figure 5 ci-dessous montre schématiquement un récepteur hétérodyne asynchrone. Il ne nécessite pas de récupération de la porteuse hyperfréquence à la fréquence intermédiaire, ce qui permet une conception de récepteur beaucoup plus simple. Le signal filtré If(t) est converti en bande de base à l’aide d’un détecteur d’enveloppe, suivi d’un filtre passe-bas.

Le signal reçu par le circuit de décision est juste Id =/If/, où If est donné par Eq. (3.2). Il peut s’écrire

(Équation 3.4)

La principale différence réside dans le fait que les composantes en quadrature de phase et hors phase du bruit du récepteur affectent le signal. Le SNR est ainsi dégradé par rapport au cas de démodulation synchrone. Comme discuté, la dégradation de la sensibilité résultant de la réduction du SNR est assez faible (environ 0,5 dB). Comme les exigences de stabilité de phase sont assez modestes dans le cas d’une démodulation asynchrone, ce schéma est couramment utilisé pour des systèmes à ondes lumineuses cohérentes.

Le récepteur hétérodyne asynchrone représenté à la Fig. 5 nécessite des modifications lorsque les formats de modulation FSK et PSK sont utilisés.

La figure 6 montre deux schémas de démodulation. Le récepteur à double filtre FSK utilise deux branches distinctes pour traiter les bits 1 et 0 dont les fréquences porteuses, et donc les fréquences intermédiaires, sont différentes. Le schéma peut être utilisé lorsque l’espacement des tons est beaucoup plus grand que les débits binaires, de sorte que les spectres de 1 et 0 bits ont un chevauchement négligeable (grand écart FSK). Les deux BPF ont leurs fréquences centrales séparées exactement par l’espacement des tons de sorte que chaque BPF ne passe que 1 ou 0 bits.

Le récepteur à double filtre FSK peut être considéré comme deux récepteurs à filtre unique ASK en parallèle dont les sorties sont combinées avant d’atteindre le circuit de décision. Un récepteur à filtre unique de la Fig. peut être utilisé pour la démodulation FSK si sa bande passante est choisie pour être suffisamment large pour transmettre tout le flux binaire. Le signal est ensuite traité par un discriminateur de fréquence pour identifier 1 et 0 bits. Ce schéma ne fonctionne bien que pour les FSK à déviation étroite, pour lesquels l’espacement des tonalités est inférieur ou comparable au débit binaire (ßFM ≤ 1).

La démodulation asynchrone ne peut pas être utilisée dans le cas du format PSK car la phase du laser émetteur et de l’oscillateur local ne sont pas verrouillées et peuvent dériver avec le temps. Cependant, l’utilisation du format DPSK permet une démodulation asynchrone en utilisant le schéma de retard illustré à la Fig. 6 b).

L’idée est de multiplier le flux de bits reçu par une réplique de celui-ci qui a été retardée d’une période de bits. Le signal résultant a une composante de la forme cos (φk-φk-1), où φk est la phase du kth bit, qui peut être utilisée pour récupérer le motif binaire puisque l’information est codée dans la différence de phase φk−φk−1. Un tel schéma ne nécessite une stabilité de phase que sur quelques bits et peut être mis en œuvre en utilisant des lasers à semi-conducteurs DFB. Le schéma de démodulation à retard peut également être utilisé pour CPFSK. La quantité de retard dans ce cas dépend de l’espacement des tonalités et est choisie de telle sorte que la phase soit décalée de π pour le signal retardé.