mi a koherens Lightwave kommunikációs rendszer?

mi az intenzitás moduláció közvetlen detektálással (IM/DD)?

a jelenlegi száloptikai fényhullámú kommunikációs rendszerek egy egyszerű digitális átviteli sémán alapulnak, amelyben elektromos bitfolyamot használnak az optikai hordozó intenzitásának modulálására, és az optikai jelet közvetlenül egy fotodiódánál detektálják, hogy az elektromos tartományban az eredeti digitális jellé alakítsák.

egy ilyen sémát intenzitás modulációnak nevezünk közvetlen detektálással (IM/DD).

mi a koherens optikai kommunikáció?

a közvetlen detektálással (IM/DD) végzett intenzitás modulációval ellentétben számos, a rádió-és mikrohullámú kommunikációs rendszerek összefüggésében jól ismert alternatív séma továbbítja az információt az optikai hordozó frekvenciájának vagy fázisának modulálásával, és az átvitt jelet homodin vagy vagy heterodin detektálási technikák alkalmazásával érzékeli.

mivel az optikai hordozó fáziskoherenciája fontos szerepet játszik az ilyen sémák megvalósításában, koherens kommunikációs technikáknak nevezzük őket, az ezeken alapuló száloptikai kommunikációs rendszereket pedig koherens fényhullámú rendszereknek nevezzük.

koherens kommunikációs technikákat fedeztek fel az 1980-as években, és számos terepi kísérlet bizonyította megvalósíthatóságát 1990-re.

Miért Van Szükségünk Koherens Fényhullámú Rendszerekre?

a koherens kommunikációs technikák használatának motivációja kettős.

1) A vevő érzékenysége akár 20 dB-rel is javítható az IM/DD rendszerekhez képest. Egy ilyen fejlesztés sokkal hosszabb átviteli távolságot tesz lehetővé (akár további 100 km-ig 1,55 um közelében) ugyanannyi adóteljesítmény mellett.

2) a koherens detektálás lehetővé teszi a szál sávszélességének hatékony felhasználását. Számos csatorna egyidejűleg továbbítható ugyanazon a szálon frekvenciaosztásos multiplexelés (FDM) alkalmazásával, 1-10 GHz-es csatornatávolsággal.

A Koherens Fényhullámú Rendszerek Alapfogalmai

1. Helyi oszcillátor

a koherens fényhullámú rendszer alapötlete az, hogy a vett jelet koherens módon keverjük össze egy folytonos hullámú (CW) optikai mezővel, mielőtt az beesne a fotodetektoron (az alábbi 1.ábrán látható módon).

a folyamatos hullámmező lokálisan keletkezik a vevőnél egy keskeny vonalszélességű lézer, az úgynevezett helyi oszcillátor (lo), a rádió és mikrohullámú szakirodalomból kölcsönzött kifejezés.

annak megtekintéséhez, hogy a vett jel helyi oszcillátorral történő keverése hogyan javíthatja a vevő teljesítményét, írjuk az optikai jelet komplex jelöléssel

(egyenlet 1.1)

ahol wo a vivőfrekvencia, csakúgy, mint az amplitúdó, és az Xhams a fázis.

a helyi oszcillátorhoz társított optikai mezőt hasonló kifejezés adja meg,

(1.egyenlet.2)

ahol az alo, a WLO és az ONS a lokális oszcillátor amplitúdóját, frekvenciáját és fázisát jelöli, illetve

a skaláris jelölést mind az Es, mind az ELO esetében használják, miután feltételezték, hogy a két mező azonos polarizált (a polarizációs-mismatch kérdéseket később tárgyalhatjuk).

mivel a fotodetektor reagál az optikai intenzitásra, a fotodetektoron beeső optikai teljesítményt

P = K|Es+ELO|2

adja meg, ahol K az arányosság állandója.

Az Eqs Használatával. (1.1 és 1.2), megkapjuk

(egyenlet 1.3)

ahol

(egyenlet 1.4)

a frekvencia

köztes frekvencia (if) néven ismert.

amikor az optikai jelet két szakaszban demodulálják, vivőfrekvenciáját először Vif (jellemzően 0,1-5 GHz) köztes frekvenciává alakítják, mielőtt a jelet az alapsávra demodulálják.

nem mindig szükséges közbenső frekvenciát használni. Valójában két különböző koherens detektálási technika közül lehet választani, attól függően, hogy a vIF nulla-e vagy sem. Ezeket homodin és heterodin detektálási technikáknak nevezik.

2. Homodin detektálás

ebben a koherens detektálási technikában a WLO lokális oszcillátor frekvenciát úgy választjuk meg, hogy egybeessen a jel-vivő frekvenciával 60 úgy, hogy wIF = 0.

az 1.3 egyenletből a fotoáramot (I=RP, ahol R a detektor válaszkészsége) a

adja meg(1.egyenlet.5)

jellemzően a PLO >> Ps, és a Ps + PLO KB PLO.

az 1.5 egyenlet utolsó kifejezése tartalmazza a továbbított információt, amelyet a döntési áramkör használ. Vegyük figyelembe azt az esetet, amikor a helyi oszcillátor fázis a jelfázishoz van rögzítve úgy, hogy Xhams = XHAMLO. A homodin jelet ezután

adja meg (egyenlet 1.6)

a Homodin detektálás előnyei

a homodin detektálás fő előnye az 1.egyenletből nyilvánvaló.6 ha megjegyezzük, hogy a közvetlen detektálási esetben a jeláramot Idd(t) = RPs(t) adja meg. Az átlagos optikai teljesítményt – vel jelölve az átlagos elektromos teljesítmény – szeresére növekszik homodin detektálás alkalmazásával.

mivel a PLO sokkal nagyobb lehet, mint , a teljesítménynövelés meghaladhatja a 20db-t. Bár a lövési zaj is fokozódik, kimutatták, hogy a homodin detektálás nagy tényezővel javítja a jel-zaj arányt (SNR).

a koherens detektálás másik előnye nyilvánvaló az 1.5 egyenletből. Mivel ebben az egyenletben az utolsó kifejezés kifejezetten tartalmazza a jelfázist, lehetséges az információ továbbítása az optikai hordozó fázisának vagy frekvenciájának modulálásával. A közvetlen észlelés nem teszi lehetővé a fázis-vagy frekvenciamodulációt, mivel a jelfázisra vonatkozó összes információ elvész.

a Homodin detektálás hátránya

a homodin detektálás hátránya a fázisérzékenység is. Mivel az 1.5 egyenlet utolsó kifejezése explicit módon tartalmazza a lokális oszcillátor fázist, egyértelműen a blokkláncot kell szabályozni.

Ideális, Φs, valamint ΦLO maradjon állandó, kivéve a szándékos moduláció a Φs. A gyakorlatban mind a Xhamsters, mind a XHAMSTERLO véletlenszerűen ingadozik az idővel. Azonban a különbség Φs – ΦLO is kénytelen lesz továbbra is közel állandó keresztül egy optikai fáziszárt hurok.

az ilyen hurok megvalósítása nem egyszerű, és az optikai homodin vevőkészülékek tervezését meglehetősen bonyolulttá teszi. Ezenkívül az adó és a helyi oszcillátor frekvenciák összehangolása szigorú követelményeket támaszt a két optikai forrással szemben. Ezeket a problémákat a heterodin detektálás alkalmazásával lehet leküzdeni, amint azt a továbbiakban tárgyaljuk.

3. Heterodin detektálás

heterodin detektálás esetén a WLO lokális oszcillátor frekvenciát úgy választjuk meg, hogy eltérjen a jel-vivő frekvenciától 60 oly módon, hogy a wif köztes frekvencia a mikrohullámú tartományban legyen (vIF ~ 1 GHz). Az 1.3 egyenletet az I = RP-vel együtt használva a fotoáramot most

adja meg(1.egyenlet.7)

mivel PLO >> Ps a gyakorlatban az egyenáram (dc) kifejezés majdnem állandó, és könnyen eltávolítható a sávszűrők segítségével. A heterodin jelet ezután a váltakozó áram (ac) kifejezés adja az 1.7 egyenletben vagy

(egyenlet 1.8)

a homodin detektáláshoz hasonlóan az információ továbbítható az optikai hordozó amplitúdóján, fázisán vagy frekvenciamodulációján keresztül. Ennél is fontosabb, hogy a helyi oszcillátor még mindig nagy tényezővel erősíti a vett jelet, ezáltal javítva az SNR-t.

az SNR javulása azonban 2-szer (vagy 3dB-vel) alacsonyabb a homodyne esethez képest. Ezt a csökkentést heterodin-detektálási büntetésnek nevezik.

az eredete a 3db büntetés látható figyelembe véve a jel teljesítmény (arányos a tér a jelenlegi). Az IAC váltakozó áramú jellege miatt az átlagos jelteljesítmény 2-szeresére csökken, ha a átlagot egy teljes ciklus alatt átlagoljuk a közbenső frekvencián (emlékezzünk arra, hogy a cos2 átlaga) 6/2).

a Heterodin detektálás előnyei

a 3db büntetés rovására nyert előny az, hogy a vevő kialakítása jelentősen leegyszerűsödik, mivel az optikai fáziszárolt hurokra már nincs szükség.

mindkét optikai forrás esetében továbbra is szükség van keskeny vonalszélességű félvezető lézerek segítségével történő szabályozásra mind a kettő, mind a kettő esetében. A vonalszélességi követelmények azonban meglehetősen mérsékeltek, ha aszinkron demodulációs sémát alkalmaznak. Ez a tulajdonság teszi a heterodin-detektálási sémát nagyon alkalmassá a koherens fényhullámú rendszerek gyakorlati megvalósítására.

4. Jel-zaj arány

a koherens detektálás előnye a fényhullámú rendszerek számára kvantitatívabbá tehető, ha figyelembe vesszük a vevő áramának SNR-jét.

a vevő áram ingadozik a lövés és a termikus zaj miatt. Az áramingadozás varianciáját a két hozzájárulás összeadásával kapjuk meg, így

(egyenlet 1.9)

ahol

(1. egyenlet.10)

az 1.10 egyenletben szereplő I áram a detektoron generált teljes fotoáram, amelyet az 1.5 vagy 1.7 egyenlet ad meg, attól függően, hogy homodin vagy heterodin detektálást alkalmaznak-e. A gyakorlatban a PLO >> Ps, az 1.10 egyenletben szereplő I pedig mindkét esetben helyettesíthető az rplo domináns kifejezéssel.

az SNR-t úgy kapjuk meg, hogy az átlagos jelteljesítményt elosztjuk az átlagos zajteljesítménnyel. A heterodin esetben

adja meg (1. egyenlet.11)

a homodyne esetben az SNR 2-szer nagyobb, ha feltételezzük, hogy az 1.5 egyenletben ca.

a koherens detektálás fő előnye az 1.11 egyenletből látható. Mivel a helyi oszcillátor teljesítmény PLO vezérelhető a vevőnél, elég nagy lehet ahhoz, hogy a vevő zaját a lövési zaj uralja. Pontosabban, amikor

(egyenlet 1.12)

ugyanezen körülmények között a sötét áram hozzájárulása a lövési zajhoz elhanyagolható (Id << RPLO). Az SNR – t ezután

adja meg(egyenlet 1.13)

ahol R = nq / hv.

a koherens detektálás lehetővé teszi a lövés-zaj határérték elérését még olyan p-i-n vevőkészülékek esetében is, amelyek teljesítményét általában a termikus zaj korlátozza. Sőt, ellentétben az avalanche photodiode (APD) vevőkészülékekkel, ez a határ a felesleges lövési zaj hozzáadása nélkül valósul meg.

hasznos az SNR kifejezése az egyetlen biten belül kapott fotonok számában, Np-ben. A B bitsebességnél a jelteljesítmény az NP-hez – ként kapcsolódik. Jellemzően A B/2-Es Számú B / 2-Es Számú. Ha ezeket a és az 1.13 egyenletben szereplő 6.f értékeket használjuk, az SNR-t egy egyszerű kifejezéssel adjuk meg

(egyenlet 1.14)

homodin detektálás esetén az SNR 2-szer nagyobb, és SNR = 4nNp. Több vita folyik a BER SNR-től való függőségéről, és bemutatja, hogyan javul a vevő érzékenysége a koherens detektálás alkalmazásával.

modulációs formátumok

mint korábban említettük, a koherens detektálási technikák alkalmazásának fontos előnye, hogy mind a vett optikai jel amplitúdója, mind fázisa kimutatható és mérhető. Ez a funkció megnyitja az információ küldésének lehetőségét az optikai hordozó amplitúdójának, fázisának vagy frekvenciájának modulálásával.

a digitális kommunikációs rendszerek esetében a három lehetőség három modulációs formátumot eredményez, amelyek az amplitúdó-eltolás (ASK), a fáziseltolás (PSK) és a frekvencia-eltolás (FSK) néven ismertek.

az alábbi 2. ábra vázlatosan mutatja egy adott bitminta három modulációs formátumát.

1. ASK formátum

az optikai jelhez társított elektromos mező

(2.egyenlet.1)

ASK formátum esetén az AS amplitúdó modulálva van, miközben a 60 és a Ca állandó marad. Bináris digitális moduláció esetén az As két rögzített érték egyikét veszi igénybe minden bitperiódus alatt, attól függően, hogy 1 vagy 0 bitet továbbítanak-e.

a legtöbb gyakorlati helyzetben, amint az 0 bit átvitelekor nullára van állítva. Az ASK formátumot ezután on-off keying (OOK) – nak hívják, és megegyezik a nem-koherens (IM/DD) digitális lightwave rendszereknél általánosan használt modulációs sémával.

az ASK for koherens rendszerek megvalósítása egy fontos szempontban különbözik a közvetlen érzékelő rendszerek esetétől. Míg a közvetlen érzékelő rendszerek optikai bitfolyamát fénykibocsátó dióda (LED) vagy félvezető lézer közvetlen modulálásával lehet előállítani, a koherens kommunikációs rendszerekhez külső modulációra van szükség.

ennek oka a fázisváltozásokhoz kapcsolódik, amelyek mindig akkor fordulnak elő, amikor az amplitúdó As (vagy a teljesítmény) megváltozik a félvezető lézerre alkalmazott áram modulálásával. Az IM / DD rendszerek esetében az ilyen nem szándékos fázisváltozásokat a detektor nem látja (mivel a detektor csak az optikai teljesítményre reagál), és a csipogás által kiváltott teljesítménybüntetés kivételével nem jelentenek komoly aggodalmat.

teljesen más a helyzet a koherens rendszerek esetében, ahol a detektor válasza a vett jel fázisától függ. A koherens rendszerek ASK formátumának megvalósítása megköveteli, hogy a fázisok közel állandóak maradjanak. Ezt úgy érjük el, hogy a félvezető lézert állandó árammal folyamatosan működtetjük, a kimenetét pedig egy külső Modulátor segítségével moduláljuk.

mivel minden külső modulátornak van némi beillesztési vesztesége, külső Modulátor használatakor teljesítménybüntetés következik be; monolitikusan integrált modulátorok esetén 1db alá csökkenthető.

egy általánosan használt külső Modulátor LiNbO3 hullámvezetőket használ Mach-Zehnder (MZ) konfigurációban. A külső modulátorok teljesítményét az on-off Arány (más néven extinction ratio) és a modulációs sávszélesség határozza meg. A LiNbO3 modulátorok 20-nál nagyobb on-off arányt biztosítanak, és akár 75 GHz-es sebességgel is modulálhatók. A vezetési feszültség általában 5V, de megfelelő kialakítással 3V-ra csökkenthető.

más anyagok is felhasználhatók külső modulátorok készítéséhez. Például egy polimer elektro-optikai MZ modulátornak csak 1,8 V-ra volt szüksége ahhoz, hogy az MZ interferométer egyik karjában egy 1,55 um jel fázisát el lehessen tolni.

a félvezetők felhasználásával készült Elektroabszorpciós modulátorokat gyakran előnyben részesítik, mivel nem igényelnek interferométert, és monolitikusan integrálhatók a lézerrel. A 10 Gb/s sebességű modulációra képes integrált elektroabszorpciós modulátorral ellátott optikai távadók 1999 óta kaphatók, és rutinszerűen használják IM/DD lightwave rendszerekhez. Az ilyen integrált modulátorok sávszélessége meghaladta az 50 GHz-et, és képesek voltak akár 100 Gb/s bitsebességgel is működni.

2. PSK formátum

a PSK formátum esetében az optikai bitfolyamot a fázisok 2.1-es egyenletének modulálásával állítjuk elő, miközben az optikai hordozó as amplitúdóját és frekvenciáját, a 0-at állandó értéken tartjuk.

bináris PSK, a fázis Φs két értékek, gyakran választott, hogy 0-ra, majd a π gombot. A fenti 2. ábra vázlatosan mutatja a bináris PSK formátumot egy adott bitmintához.

a PSK formátum érdekes aspektusa, hogy az optikai intenzitás állandó marad minden Bit alatt, és a jel CW formában jelenik meg. A koherens detektálás elengedhetetlen a PSK számára, mivel minden információ elveszne, ha az optikai jelet közvetlenül detektálnák anélkül, hogy összekevernék egy helyi oszcillátor kimenetével.

a PSK megvalósításához külső modulátorra van szükség, amely képes az optikai fázis megváltoztatására az alkalmazott feszültségre reagálva. Az ilyen modulátorok által használt fizikai mechanizmust elektrorefrakciónak nevezzük. Bármely elektro-optikai kristály megfelelő tájolással használható a fázis modulációhoz.

a LiNbO3 kristályt általában a gyakorlatban használják. A LiNbO3 alapú fázismodulátorok kialakítása sokkal egyszerűbb, mint az amplitúdó modulátoroké, mivel Mach-Zehnder interferométerre már nincs szükség, és egyetlen hullámvezető használható.

a CW jel hullámvezetőn való áthaladása közben bekövetkező fáziseltolódás a

egyszerű relációval(egyenlet 2.2)

ahol lm az a hossz, amelyen az indexváltozást az alkalmazott feszültség indukálja. Az index változás δn arányos az alkalmazott feszültség, ami kiválasztani, hogy δφ = π. Így az optikai hordozóra a szükséges feszültség alkalmazásával az egyes “1” bitek időtartamára egy fáziseltolódást lehet kiszabni.

félvezetők felhasználhatók fázismodulátorok készítésére is, különösen, ha multi-quantum-well (MQW) szerkezetet használnak. A kvantumzáró Stark-effektusból származó elektrorefrakciós hatás fokozódik a kvantumkút tervezéséhez. Ilyen MQW fázismodulátorokat fejlesztettek ki, amelyek akár 40 Gb/s bitsebességgel is képesek működni az 1,3-1,6 um hullámhossz-tartományban.

már 1992-ben az MQW eszközök modulációs sávszélessége 20 GHz volt, és csak 3,85 V-ra volt szükség az 1,55 um közelében üzemeltetett fáziseltolódás bevezetéséhez. Az üzemi feszültséget egy fázismodulátorban 2,8 V-ra csökkentettük az MQW hullámvezető elektroabszorpciós hatása alapján.

a pontméretű átalakítót néha integrálják a fázismodulátorral a kapcsolási veszteségek csökkentése érdekében. A legjobb teljesítmény akkor érhető el, ha egy félvezető fázismodulátort monolitikusan integrálnak az adóba. Az ilyen adók nagyon hasznosak a koherens fényhullámú rendszerek számára.

a PSK formátum használata megköveteli, hogy az optikai hordozó fázisa stabil maradjon, hogy a fázisinformáció kétértelműség nélkül kinyerhető legyen a vevőnél. Ez a követelmény szigorú feltételt szab az adó lézer és a helyi oszcillátor elviselhető vonalszélességére.

a vonalszélesség követelménye némileg enyhíthető a PSK formátum egyik változatának, az úgynevezett differenciális fáziseltolásos kulcsozásnak (dpsk). Abban az esetben DPSK, az információ kódolása két szomszédos bit fáziskülönbségének felhasználásával történik. Például, ha φk képviseli a szakasz a kth kicsit, a fázis különbség Δφ = φk – φk-1-re változik, π, vagy 0-ra, attól függően, hogy kth kicsit az 1 vagy a 0 kicsit.

a DPSK előnye, hogy az adójel sikeresen demodulálható mindaddig, amíg a vivőfázis két bit időtartam alatt viszonylag stabil marad.

3. FSK formátum

az FSK moduláció esetében az információ kódolása az optikai hordozón történik, a vivőfrekvencia maga a 0 eltolásával. Bináris digitális jel esetén a 0 két értéket vesz fel, a 0 + és a 0 – 0 értéket, attól függően, hogy 1 vagy 0 bitet továbbítanak-e.

A shift Δf = Δω/2π az úgynevezett frekvencia eltérés. A 2-es számot (alternf) néha hangtávolságnak is nevezik, mivel az 1 és 0 Bit közötti frekvenciatávolságot jelöli.

az FSK formátum optikai mezője a következőképpen írható:

(egyenlet 2.3)

ahol a + és-jelek 1 és 0 bitnek felelnek meg.

megjegyezve, hogy a koszinusz argumentuma néven írható, az FSK formátum egyfajta PSK modulációnak is tekinthető úgy, hogy a hordozófázis lineárisan növekszik vagy csökken a bit időtartama alatt.

a Frekvenciaeltérés választása a rendelkezésre álló sávszélességtől függ. Az FSK jel teljes sávszélességét körülbelül 2-vel adják meg 6B, ahol B a bitsebesség.

ha a (Z) 6207> B sávszélesség megközelíti a (Z) 2 6207 > B értéket, és majdnem független a bitsebességtől. Ezt az esetet gyakran széles eltérésnek vagy szélessávú FSK-nak nevezik.

ellenkező esetben a Δf << B, az úgynevezett szűk-eltérés, vagy keskeny sávú FSK, a sávszélesség megközelítések 2B.

Az arány ßFM = Δf/B, úgynevezett frekvencia moduláció (FM) – index, arra szolgál, hogy megkülönböztesse a két esetben, attól függően, hogy ßFM >> 1, vagy ßFM << 1.

az FSK megvalósításához olyan modulátorokra van szükség, amelyek képesek a beeső optikai jel frekvenciájának eltolására. Az elektro-optikai anyagok, mint például a LiNbO3, általában az alkalmazott feszültséggel arányos fáziseltolódást eredményeznek. Az FSK-hoz háromszög alakú feszültségimpulzus (fűrészfog-szerű) alkalmazásával használhatók, mivel a lineáris fázisváltozás egy frekvenciaeltolódásnak felel meg.

egy alternatív technika az akusztikus hullámok Bragg szórását használja. Az ilyen modulátorokat akusztikai modulátoroknak nevezzük. Használatuk kissé nehézkes az ömlesztett formában. Azonban kompakt formában is előállíthatók felületi akusztikus hullámok felhasználásával egy lemez hullámvezetőn. Az eszköz felépítése hasonló a hullámhossz-osztású multiplexeléshez (WDM) használt akusztikai optikai szűrő szerkezetéhez. A maximális frekvenciaeltolás, ha az ilyen modulátorok esetében általában 1 GHz alá korlátozódik.

az FSK jel előállításának legegyszerűbb módszere a félvezető lézerek közvetlen modulációs képességét használja. Amint azt korábban tárgyaltuk, a félvezető lézer működési áramának változása mind a kibocsátott fény amplitúdójának, mind frekvenciájának változásához vezet. ASK esetén a kibocsátott optikai impulzus frekvenciaeltolódása vagy csipogása nem kívánatos. De ugyanaz a frekvenciaeltolás használható az FSK céljára. A frekvenciaeltolódások értékei általában ~ 1 GHz/mA. Ezért az FSK jel előállításához csak kis változás szükséges az üzemi áramban (~1mA). Az ilyen áramváltozások elég kicsiek ahhoz, hogy az amplitúdó ne változzon sokat bitről bitre.

az FSK alkalmazásában az elosztott visszacsatolás (DFB) lézer FM válaszának laposnak kell lennie a bitsebességgel megegyező sávszélesség felett. Amint az az alábbi 3. ábrán látható,a legtöbb DFB lézer FM-válaszában 1 MHz-es frekvencián csökken. Ennek oka az, hogy két különböző fizikai jelenség járul hozzá a frekvenciaeltolódáshoz, amikor az eszköz áramát megváltoztatják. A frekvenciaeltolódásért felelős törésmutató változásai hőmérséklet-eltolódás vagy a hordozó sűrűségének megváltozása miatt fordulhatnak elő. A hőhatások lassú válaszuk miatt csak körülbelül 1 MHz-es modulációs frekvenciákhoz járulnak hozzá. Az FM válasz a 0,1 – 10MHz frekvenciatartományban csökken a termikus hozzájárulás miatt, a vivősűrűség-hozzájárulás pedig ellentétes fázisokkal történik.

számos technika használható az FM válasz egységesebbé tételére. A Kiegyenlítő áramkör javítja az egyenletességet, de csökkenti a moduláció hatékonyságát is. Egy másik technika olyan átviteli kódokat használ, amelyek csökkentik az adatok alacsony frekvenciájú összetevőit, ahol a torzítás a legnagyobb. Többszakaszos DFB lézereket fejlesztettek ki az egységes FM válasz megvalósítására. A 3. ábra egy kétszakaszos DFB lézer FM válaszát mutatja. Ez nem csak egyenletes körülbelül 1 GHz-ig, de modulációs hatékonysága is magas. Még jobb teljesítmény érhető el a három szakaszos DBR lézerek használatával.

lapos FM válasz 100 kHz-től 15 GHz-ig 1990-ben mutatták be ilyen lézerekben. 1995 – re az erősítéshez kapcsolt, fáziseltolódott, DFB lézerek használata kiterjesztette az egységes FM válasz tartományát 10 kHz-ről 20 GHz-re. Amikor az FSK-t közvetlen modulációval hajtják végre, a vivőfázis bitenként folyamatosan változik. Ezt az esetet gyakran folyamatos fázisú FSK-nak (CPFSK) nevezik. Ha a 2-es hangtávolságot választjuk, hogy b/2 legyen (6 / 2 = 1/2), a CPFSK-t minimális eltolású kulcsnak (MSK) is nevezzük.

demodulációs sémák

amint azt fentebb tárgyaltuk, homodin vagy heterodin detektálás használható a vett optikai jel elektromos formává történő átalakítására.

homodin detektálás esetén az optikai jelet közvetlenül az alapsávra demodulálják. Bár koncepciója egyszerű, a homodin detektálást a gyakorlatban nehéz megvalósítani, mivel olyan helyi oszcillátorra van szükség, amelynek frekvenciája pontosan megegyezik a vivőfrekvenciával, és amelynek fázisa a bejövő jelhez van rögzítve. Az ilyen demodulációs sémát szinkronnak nevezik, és elengedhetetlen a homodin detektálásához. Bár optikai fáziszárt hurkokat fejlesztettek ki erre a célra, használatuk a gyakorlatban bonyolult.

a Heterodin detektálás leegyszerűsíti a vevő kialakítását, mivel sem optikai fáziszárás, sem a helyi oszcillátor frekvenciaillesztése nem szükséges. Az elektromos jel azonban mikrohullámú frekvenciákon gyorsan oszcillál, és az IF-sávból az alapsávba kell demodulálni a mikrohullámú kommunikációs rendszerekhez kifejlesztett technikákhoz hasonló technikák alkalmazásával.

a demoduláció szinkron vagy aszinkron módon is elvégezhető. Az aszinkron demodulációt a rádiókommunikációs irodalomban inkoherensnek is nevezik. Az optikai kommunikációs szakirodalomban a koherens detektálás kifejezést szélesebb értelemben használják. A fényhullámú rendszert koherensnek nevezzük mindaddig, amíg helyi oszcillátort használ, függetlenül az IF jel alapsávi frekvenciákká történő átalakításához használt demodulációs technikától.

a heterodin rendszerek szinkron és aszinkron demodulációs sémáira összpontosítunk.

1. Heterodin szinkron demoduláció

a 4.ábra vázlatosan egy szinkron heterodin vevőt mutat. A fotodiódán generált áramot egy sáváteresztő szűrőn (bpf) vezetik át, amelynek középpontjában a wif köztes frekvencia áll. A szűrt jelenlegi hiányában zaj lehet írni, mint

(Egyenlet 3.1)

ahol a , majd a φ = φLO −φs a fázis különbség a között, hogy a helyi oszcillátor, valamint a jelet. A zajt a BPF is szűri. A szűrt Gauss-zaj fázison belüli és fázison kívüli kvadratúra komponenseinek felhasználásával a vevő zaját a

(egyenlet 3.2)

ahol ic és is a Gauss-féle véletlen változók nulla átlaggal, varianciával 62 az 1.9 egyenlet adja meg. Szinkron demoduláció esetén If (t) szorozva cos(wIFt) és aluláteresztő szűrővel szűrve. A kapott alapsáv jel

(egyenlet 3.3)

ahol a szögletes zárójelek aluláteresztő szűrést jelölnek, amelyet a 2wif-nél oszcilláló váltakozó áramú alkatrészek elutasítására használnak. Egyenlet (3.3) azt mutatja, hogy csak a fázisú zajkomponens befolyásolja a szinkron heterodin vevők teljesítményét.

a szinkron demoduláció megköveteli a mikrohullámú hordozó helyreállítását a wif közbenső frekvencián. Számos elektronikus séma használható erre a célra, amelyek mindegyike egyfajta elektromos fáziszárolt hurkot igényel. Két általánosan használt hurok a négyzetes hurok és a Costas hurok. A négyzetes hurok négyzetjogi eszközt használ a cos2(wIFt) alakú jel megszerzéséhez, amelynek frekvenciakomponense van a 2wif. Ez az összetevő felhasználható mikrohullámú jel előállítására a wIF-en.

2. Heterodin aszinkron demoduláció

az alábbi 5. ábra vázlatosan egy aszinkron heterodin vevőt mutat. Nem igényli a mikrohullámú hordozó helyreállítását a közbenső frekvencián, ami sokkal egyszerűbb vevőkészüléket eredményez. A szűrt if(t) jelet egy borítékdetektor segítségével konvertálják alapsávvá, amelyet aluláteresztő szűrő követ.

a döntési áramkör által vett jel csak Id = / If/, ahol ha az Eq adja. (3.2). Írható:

(3. egyenlet.4)

a fő különbség az, hogy a vevő zajának mind a fázison belüli, mind a fázison kívüli kvadratúra komponensei befolyásolják a jelet. Az SNR tehát lebomlik a szinkron demoduláció esetéhez képest. Mint említettük, a csökkentett SNR-ből eredő érzékenységromlás meglehetősen kicsi (körülbelül 0,5 dB). Mivel az aszinkron demoduláció esetében a fázisstabilitási követelmények meglehetősen szerények, ezt a sémát általában koherens fényhullámú rendszereknél használják.

az ábrán látható aszinkron heterodin vevő. Az 5. ábra az FSK és PSK modulációs formátumok használata esetén módosításokat igényel.

a 6. ábra két demodulációs sémát mutat. Az FSK dual-filter receiver két különálló ágat használ az 1 és 0 bitek feldolgozásához, amelyek vivőfrekvenciái, és így a köztes frekvenciák eltérőek. A séma akkor használható, ha a hangtávolság sokkal nagyobb, mint a bitsebesség, így az 1 és 0 bites spektrumok elhanyagolható átfedéssel rendelkeznek (széles eltérésű FSK). A két bpf középfrekvenciáját pontosan elválasztja a hangtávolság, így mindegyik BPF csak 1 vagy 0 bitet halad át.

az FSK dual-filter receiver úgy is felfogható, mint két párhuzamos ASK single-filter vevőkészülék, amelyek kimeneteit a döntési áramkör elérése előtt egyesítik. Egy szűrős vevő ábra. használható FSK demodulációhoz, ha sávszélességét úgy választják meg, hogy elég széles legyen a teljes bitfolyam átadásához. A jelet ezután egy frekvencia-diszkriminátor dolgozza fel, hogy azonosítsa az 1 és 0 bitet. Ez a séma csak keskeny eltérésű FSK esetén működik jól, amelynél a hangtávolság kisebb vagy összehasonlítható a bitsebességgel (6FM 1).

aszinkron demoduláció nem használható a PSK formátum esetében, mert az adó lézer és a helyi oszcillátor fázisa nincs lezárva, és idővel sodródhat. A DPSK formátum használata azonban lehetővé teszi az aszinkron demodulációt az ábrán látható késleltetési séma használatával. 6 b) pont.

az ötlet az, hogy megszorozzuk a fogadott bitfolyamot annak egy másolatával, amelyet egy bitperiódus késleltetett. Az eredményül kapott jelnek van egy komponense a COS(CA) formában (ca) (ca) – 1), ahol az a K-dik bit fázisa, amely felhasználható a bitminta helyreállítására, mivel az információ a fáziskülönbségben van kódolva. Egy ilyen séma fázisstabilitást igényel csak néhány bit felett, és DFB félvezető lézerek használatával valósítható meg. A késleltetés-demodulációs séma a CPFSK esetében is használható. A késleltetés mértéke ebben az esetben a hangtávolságtól függ, és úgy van megválasztva, hogy a fázist a késleltetett jelre a fázist a következők váltják el: a késleltetett jel.