コヒーレント光波通信システムとは何ですか？

直接検出による強度変調（IM/DD）とは何ですか？

現在の光ファイバ光波通信システムは、電気ビットストリームを使用して光キャリアの強度を変調し、光信号をフォトダイオードで直接検出し、電気領域の元のデジタル信号に変換する単純なデジタル伝送方式に基づいています。＜３ ４ ８ ９＞＜３ ０ ６ ９＞このような方式を直接検出による強度変調（ＩＭ／ＤＤ）と呼ぶ。

コヒーレント光通信とは？

直接検出による強度変調（IM/DD）とは対照的に、無線およびマイクロ波通信システムの文脈でよく知られている多くの代替方式は、光キャリアの周波数ま

光キャリアの位相コヒーレンスがこのようなスキームの実装において重要な役割を果たすことから、それらをコヒーレント通信技術と呼び、それらに基づく光ファイバ通信システムをコヒーレント光波システムと呼ぶ。

コヒーレントな通信技術は1980年代に検討され、多くのフィールドトライアルが1990年までにその実現可能性を確立しました。

なぜコヒーレント光波システムが必要なのか？

コヒーレントなコミュニケーション技術を使用する背後にある動機は二重です。

1)受信機の感度はIM/DDシステムと比較して最大20db向上できます。 そのような改善は送信機力の同量のための大いにより長い伝送距離を（1.55umの近くの付加的な100kmまで）可能にする。

2)コヒーレント検出を使用すると、ファイバ帯域幅を効率的に使用できます。 多くのチャネルは1-10GHz小さいチャネル間隔の周波数分割多重方式（FDM）の使用によって同じ繊維に同時に送信することができます。

コヒーレント光波システムの背後にある基本的な概念

1. 局部発振器

コヒーレント光波システムの基本的な考え方は、受信信号が光検出器に入射する前に連続波（CW）光場とコヒーレントに混合することです（下の図1

連続波場は、無線およびマイクロ波の文献から借用された用語である局部発振器（LO）と呼ばれる狭線幅レーザを使用して受信機で局所的に生成される。

受信信号を局部発振器と混合することで受信機の性能がどのように向上するかを見るために、複素表記を使用して光信号を

（式1.1)

ここで、ωoは搬送波周波数であり、振幅であり、Φ Sは位相である。

局部発振器に関連付けられた光学場は、同様の式

で与えられます（式1。2)

ここで、ALO、wLO、およびΦ LOは、それぞれ局部発振器の振幅、周波数、および位相を表し、

スカラー表記は、二つの場が同じ偏波であると仮定した後、EsとELOの両方に使用されます(偏波-不整合の問題については後述します)。

光検出器は光強度に応答するので、光検出器に入射する光パワーは、

P=K|Es+ELO|2

で与えられます。Kは比例定数です。

Eqsを使用しています。 （1.1と1.2）、我々は

を得る（式1.3)

ここで、

(式1.4)

周波数

は中間周波数(IF)として知られています。

ω0≤wLOの場合、光信号は二段階で復調され、その搬送波周波数は、信号がベースバンドに復調される前に、最初に中間周波数vIF（通常は0.1-5ghz）に変換されます。

必ずしも中間周波数を使用する必要はありません。 実際には、vIFがゼロに等しいかどうかに応じて、2つの異なるコヒーレント検出技術から選択することができます。 それらは、ホモダインおよびヘテロダイン検出技術として知られている。

2. ホモダイン検出

このコヒーレント検出技術では、局部発振器周波数wLOは、wIF=0となるように信号搬送波周波数ω0と一致するように選択される。

式1.3から、光電流（I=RP、ここで、Rは検出器の応答率）は、

（式1.3）で与えられます。5)

典型的には、ＰＬＯ＜３ ２ ０ ７＞＜３ ２ ０ ７＞Ｐｓ、およびＰｓ＋ＰＬＯ≦ＰＬＯである。

式1.5の最後の項には、送信された情報が含まれており、決定回路によって使用されます。 局部発振器の位相が信号位相にロックされてΦ S=Φ LOとなる場合を考えてみましょう。 ホモダイン信号は、

によって与えられます（式1.6)

ホモダイン検出の利点

ホモダイン検出の主な利点は、式1から明らかです。直接検出の場合の信号電流は、Ｉｄｄ（ｔ）＝Ｒｐｓ（ｔ）で与えられることに注意すると、図６に示すように、Ｉｄｄ（ｔ）＝Ｒｐｓ（ｔ）で与えられる。 平均光パワーをで表すと、ホモダイン検出を使用すると平均電力が倍に増加します。

PLOはよりもはるかに大きくすることができるので、電力増強は20dbを超えることができます。 ショットノイズも増強されるが，ホモダイン検出は信号対雑音比（ＳＮＲ）を大きな要因で改善することを示した。

コヒーレント検出のもう一つの利点は、式1.5から明らかです。 この式の最後の項は信号位相を明示的に含むので、光キャリアの位相または周波数を変調することによって情報を送信することが可能である。 信号位相に関するすべての情報が失われるため、直接検出では位相変調または周波数変調は許可されません。

ホモダイン検出の欠点

ホモダイン検出の欠点は、位相感度にも起因します。 式1.5の最後の項には局部発振器位相Φ LOが明示的に含まれているため、明らかにΦ LOを制御する必要があります。

理想的には、Φ SとΦ LOは、Φ Sの意図的な変調を除いて一定のままでなければなりません。 実際には、Φ SとΦ LOの両方が時間とともにランダムに変動します。 しかし、それらの差Φ S–Φ LOは、光位相ロックループを介してほぼ一定のままに強制することができます。

ループなどの実装は単純ではなく、光ホモダイン受信機の設計は非常に複雑です。 さらに、トランスミッタと局部発振器の周波数のマッチングは、2つの光源に厳しい要件を課します。 これらの問題は、次に説明するように、ヘテロダイン検出を使用することによって克服することができる。

3. ヘテロダイン検出

ヘテロダイン検出の場合、局部発振器周波数wLOは、中間周波数wIFがマイクロ波領域(vIF~1GHz)になるように信号搬送波周波数ω0と異なるように選択される。 式1.3をI=RPと一緒に使用すると、光電流は

で与えられます（式1。7)

PLO>>Ps実際には、直流（dc）項はほぼ一定であり、バンドパスフィルタを使用して簡単に除去することができます。 次に、ヘテロダイン信号は、式1.7の交流(ac)項または

(式)によって与えられます1.8)

ホモダイン検出の場合と同様に、情報は、光キャリアの振幅、位相、または周波数変調を介して送信することができる。 さらに重要なことは、局部発振器は依然として受信信号を大きな要因で増幅し、それによってSNRを改善することです。

しかし、snrの改善は、ホモダインの場合と比較して2倍（または3db）低い。 この減少はヘテロダイン検出ペナルティと呼ばれる。

3dbペナルティの原点は、信号パワー（電流の二乗に比例する）を考慮することによって見ることができます。 Iacのac特性のため、が中間周波数で全サイクルにわたって平均化されると、平均信号電力は2倍に減少します（cos2π over πの平均は1/2であることを

ヘテロダイン検出の利点

3dbのペナルティを犠牲にして得られる利点は、光位相ロックループが不要になるため、受信機の設計が大幅に簡素化され

Φ SとΦ LOの両方の変動は、両方の光源に狭線幅の半導体レーザを使用して制御する必要があります。 ただし、非同期復調方式を使用する場合、ライン幅の要件は非常に緩やかです。 この特徴により，ヘテロダイン検出方式はコヒーレント光波システムにおける実用的な実装に非常に適している。

4. 信号対雑音比

光波システムのコヒーレント検出の利点は、受信電流のSNRを考慮することによって、より定量的にすることができます。

レシーバ電流はショットノイズと熱ノイズのために変動します。 電流変動の分散σ2は、

（式）となるように二つの寄与を加算することによって得られる。1.9)

ここで、

（式1.10)

式1.10の電流Iは、検出器で発生する全光電流であり、ホモダイン検出とヘテロダイン検出のどちらが使用されるかに応じて、式1.5または1.7で与えられます。 実際には、ＰＬＯ＜３ ２ ０ ７＞＜３ ２ ０ ７＞Ｐｓ、および式１．

SNRは、平均信号電力を平均ノイズ電力で除算したものです。 ヘテロダインの場合、

で与えられます（式1。11)

ホモダインの場合、式1.5でΦ S=Φ LOと仮定すると、SNRは2倍大きくなります。

コヒーレント検出の主な利点は、式1.11から見ることができます。 局部発振器の電力PLOはレシーバで制御できるため、レシーバのノイズがショットノイズによって支配されるほど大きくすることができます。 より具体的には、が

のとき（式1.12)

同じ条件下では、ショットノイズへの暗電流の寄与は無視できます（Id<<RPLO）。 次に、SNRは

で与えられます（式1.13)

ここで、Ｒ＝ｎｑ／ｈ ｖである。

コヒーレント検出を使用すると、一般的に熱ノイズによって性能が制限されるp-i-n受信機でもショットノイズの制限を達成することができます。 さらに，アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）受信機の場合とは対照的に，この制限は過剰なショットノイズを追加することなく実現される。

単一ビット内で受信される光子の数NpでSNRを表現すると便利です。 ビットレートＢでは、信号電力＜４ ６ ７ ０＞は＜６ ８ ６ ４＞としてＮｐに関連する。 典型的には、Δ Ｆ≧Ｂ／２である。 これらのとΔ Fの値を式1.13で使用することにより、SNRは単純な式

で与えられます（式1.14)

ホモダイン検出の場合、ＳＮＲは２倍大きく、ＳＮＲ＝４ＮＮＰによって与えられる。 ＢＥＲのＳＮＲへの依存性についてはより多くの議論があり，コヒーレント検出の使用によって受信機の感度がどのように改善されるかを示している。

変調フォーマット

先に述べたように、コヒーレント検出技術を使用する重要な利点は、受信した光信号の振幅と位相の両方を検出して測定できるこ この機能は、光キャリアの振幅、位相、または周波数のいずれかを変調することによって情報を送信する可能性を開きます。

デジタル通信システムの場合、振幅シフトキーイング(ASK)、位相シフトキーイング(PSK)、周波数シフトキーイング(FSK)として知られる三つの変調形式が生じます。

下の図2は、特定のビットパターンに対する三つの変調フォーマットを模式的に示しています。

1. ASKフォーマット

光信号に関連する電界は、

と書くことができます（式2。1)

ASK形式の場合、振幅Asはω0とΦ Sを一定に保ちながら変調されます。 バイナリデジタル変調の場合、Asは、1ビットまたは0ビットが送信されているかどうかに応じて、各ビット期間中に2つの固定値のいずれかを取り

ほとんどの実用的な状況では、Asは0ビットの送信中にゼロに設定されます。 ASK形式はオンオフキーイング(OOK)と呼ばれ、非コヒーレント(IM/DD)デジタル光波システムで一般的に使用される変調方式と同じです。

コヒーレントシステムのASKの実装は、一つの重要な側面で直接検出システムの場合とは異なります。 直接検出システムの光ビットストリームは、発光ダイオード（ＬＥＤ）や半導体レーザを直接変調することによって生成することができるが、コヒーレント通信システムには外部変調が必要である。

この必要性の背後にある理由は、半導体レーザに印加される電流を変調することによって振幅（または電力）が変化するときに必ず起こる位相変化に関 IM/DDシステムでは、このような意図しない位相変化は検出器によっては見られず（検出器は光パワーにのみ応答するため）、チャープ誘起パワーペナルティを除

検出器の応答が受信信号の位相に依存するコヒーレントシステムの場合、状況はまったく異なります。 コヒーレント系に対するＡＳＫ形式の実装では，位相Φ Ｓがほぼ一定のままであることを必要とする。 これは、半導体レーザを一定の電流で連続的に動作させ、外部変調器を使用して出力を変調することによって達成される。

すべての外部変調器には挿入損失があるため、外部変調器を使用するたびにパワーペナルティが発生します。

一般的に使用される外部変調器は、マッハ-ツェンダー（MZ）構成でLinbo3導波路を使用します。 外部変調器の性能は、オン/オフ比(消光比とも呼ばれます)と変調帯域幅によって定量化されます。 Linbo3変調器は、20を超えるオンオフ比を提供し、最大75ghzの速度で変調することができます。 駆動電圧は通常5Vですが、適切な設計では3Vまで下げることができます。

外部変調器を作るために他の材料を使用することもできます。 例えば、高分子電気光学mz変調器は、MZ干渉計のアームの1つで1.55um信号の位相をπだけシフトさせるために1.8Vしか必要としませんでした。

半導体を使用して作られた電気吸収変調器は、干渉計の使用を必要とせず、レーザーとモノリシックに統合することができるため、しばしば好まれる。 10Gb/sで変調することができる統合された電気吸収変調器を備えた光送信機は、1999年以来利用可能であり、IM/DD光波システムのために日常的に使用さ このような統合変調器は、50ghz以上の帯域幅を示し、最大100Gb/sのビットレートで動作する可能性がありました。

2. PSKフォーマット

PSKフォーマットの場合、光キャリアの振幅Asと周波数ω0を一定に保ちながら、式2.1の位相Φ Sを変調することにより、光ビットストリームが生成されます。

バイナリPSKの場合、位相Φ Sは2つの値をとり、一般的には0とπに選択されます。 上の図2は、特定のビットパターンのバイナリPSK形式を模式的に示しています。

PSKフォーマットの興味深い側面は、光強度がすべてのビットの間一定のままであり、信号がCW形式を持つように見えることです。 コヒーレント検出は、光信号が局部発振器の出力と混合せずに直接検出された場合、すべての情報が失われるため、PSKにとって必要です。

PSKを実装するには、印加電圧に応じて光位相を変化させることができる外部変調器が必要です。 このような変調器によって使用される物理的機構は、電気屈折と呼ばれる。 位相変調には、適切な配向を有する任意の電気光学結晶を使用することができる。

Linbo3結晶は、実際には一般的に使用されています。 Linbo3ベースの位相変調器の設計は、mach-Zehnder干渉計が不要になり、単一の導波路を使用することができるため、振幅変調器の設計よりもはるかに簡単です。

CW信号が導波路を通過する間に生じる位相シフトδ φは、単純な関係

によって指数変化δ nに関連しています（式2.2)

ここで、lmは、印加電圧によって指数変化が誘起される長さである。 指数変化δ ｎは、印加電圧に比例し、これは、δ φ＝εとなるように選択される。 したがって、λの位相シフトは、各「１」ビットの持続時間に必要な電圧を印加することによって、光キャリアに課すことができる。

半導体は、特に多量子井戸（MQW）構造を使用する場合、位相変調器を製造するために使用することもできます。 量子閉込めＳｔａｒｋ効果に起因する電気屈折効果を量子井戸設計のために増強した。 このようなMQW位相変調器が開発され、波長範囲1.3-1.6umで最大40Gb/sのビットレートで動作することができます。

1992年にすでに、MQWデバイスは20GHzの変調帯域幅を持ち、1.55um近くで動作するときにπ位相シフトを導入するために3.85Vしか必要としませんでした。 動作電圧は、MQW導波路における電気吸収効果に基づいて、位相変調器で2.8Vに減少した。

結合損失を低減するために、スポットサイズコンバータを位相変調器に統合することがあります。 最高の性能は半導体段階の変調器が送信機の内でモノリシックに統合されるとき達成される。 このような送信機は、コヒーレント光波システムに非常に有用である。

PSKフォーマットを使用するには、光キャリアの位相が安定していることが必要であり、あいまいさなしに受信機で位相情報を抽出することができます。 この要件は、トランスミッタレーザと局部発振器の許容線幅に厳しい条件を課します。

線幅の要件は、差動位相シフトキーイング(DPSK)と呼ばれるPSK形式の変形を使用することによって幾分緩和することができます。 ＤＰＳＫの場合には、２つの隣接ビット間の位相差を用いて情報が符号化される。 例えば、φ ｋがｋ番目のビットの位相を表す場合、ｋ番目のビットが１であるか０であるかに応じて、位相差Δ Φ＝φ ｋ−φ ｋ−１がπまたは０だけ変化する。

DPSKの利点は、搬送波位相が2ビットの期間にわたって比較的安定している限り、送信信号を正常に復調できることです。

3. ＦＳＫフォーマット＜６ ３ ８ ０＞＜３ ０ ６ ９＞ＦＳＫ変調の場合、搬送波周波数ω０自体をシフトさせて光搬送波上に情報を符号化する。 バイナリデジタル信号の場合、ω0は、1ビットまたは0ビットが送信されているかどうかに応じて、ω0+Δ Ωおよびω0–Δ Ωの2つの値を取ります。

シフトΔ F=Δ Ω/2πは周波数偏差と呼ばれます。 量2δ fは、1ビットと0ビットの間の周波数間隔を表すため、トーン間隔と呼ばれることがあります。

FSK形式の光学場は、

と書くことができます（式2.3)

ここで、+と–の符号は1ビットと0ビットに対応します。

余弦の引数はと書くことができることに注意することにより、FSK形式は、ビット期間にわたってキャリア位相が直線的に増加または減少するようなPSK変調の一種と見なすこともできる。

周波数偏差Δ Fの選択は、使用可能な帯域幅に依存します。 FSK信号の総帯域幅は、およそ2Δ f+2Bで与えられます。bはビットレートです。

Δ F>>Bの場合、帯域幅は2δ fに近づき、ビットレートとはほぼ無関係です。 この場合は、多くの場合、広帯域FSKまたは広帯域FSKと呼ばれます。

狭偏差または狭帯域FSKと呼ばれるΔ F<<Bの反対の場合、帯域幅は2Bに近づきます。

周波数変調(FM)インデックスと呼ばれる比θ fm=Δ F/Bは、θ fm>>1またはθ fm<<1

FSKの実装には、入射光信号の周波数をシフトできる変調器が必要です。 Linbo3のような電気光学材料は、通常、印加電圧に比例した位相シフトを生成する。 線形相変化が周波数シフトに対応するので、それらは三角電圧パルス（鋸歯状）を印加することによってＦＳＫに使用することができる。

別の手法では、音波からのブラッグ散乱を利用します。 このような変調器は音響光学変調器と呼ばれる。 それらの使用は、バルク形態ではやや面倒である。 しかし，スラブ導波路上の弾性表面波を用いてコンパクトな形態で作製することができる。 装置構造は波長分割多重方式（ＷＤＭ）の適用に使用する音響光学フィルターのそれに類似している。 このような変調器の最大周波数シフトは、典型的には1GHz未満に制限されている場合。

FSK信号を生成する最も簡単な方法は、半導体レーザの直接変調能力を利用しています。 前に説明したように、半導体レーザの動作電流の変化は、放出される光の振幅と周波数の両方の変化をもたらす。 ASKの場合、放出された光パルスの周波数シフトまたはチャープは望ましくない。 しかし、同じ周波数シフトを使用して、FSKの目的に有利にすることができます。 通常、周波数シフトの値は〜1GHz/mAです。 したがって、FSK信号を生成するために必要な動作電流のわずかな変化（〜1mA）のみが必要です。 このような電流変化は、振幅がビットごとにあまり変化しないほど十分に小さい。

FSKの目的では、分散フィードバック(DFB)レーザーのFM応答は、ビットレートに等しい帯域幅にわたって平坦でなければなりません。 下の図3に示すように、ほとんどのDFBレーザーは1MHz付近の周波数でFM応答にディップを示します。 その理由は、2つの異なる物理現象が、デバイス電流が変化するときの周波数シフトに寄与するからです。 周波数シフトの原因となる屈折率の変化は、温度シフトまたはキャリア密度の変化のために発生する可能性があります。 熱効果は、応答が遅いため、約1mhzの変調周波数までしか寄与しません。 FM応答は、熱寄与のために周波数範囲0.1–10mhzで減少し、キャリア密度の寄与は反対の相で起こる。

ＦＭ応答をより均一にするために、いくつかの手法を使用することができる。 等化回路は均一性を改善するが、変調効率も低下させる。 別の技術は、歪みが最も高いデータの低周波成分を低減する伝送符号を利用する。 均一なＦＭ応答を実現するために多断面ＤＦＢレーザを開発した。 図3は、2断面DFBレーザーのFM応答を示しています。 それは約1GHzまで均一であるだけでなく、その変調効率も高い。 よりよい性能は三部DBRのレーザーの使用によって実現される。

100kHzから15GHzまでのフラットFM応答は、1990年にこのようなレーザーで実証されました。 1995年までに、ゲイン結合位相シフトDFBレーザーの使用により、均一なFM応答の範囲が10kHzから20GHzに拡張されました。 FSKが直接変調によって実行される場合、搬送波位相はビットごとに連続的に変化します。 この場合は、しばしば連続位相FSK（CPFSK）と呼ばれます。 トーン間隔２Δ ｆをＢ／２（λ ｆｍ＝１／２）とすると、ＣＰＦＳＫは、最小シフトキーイング（ＭＳＫ）とも呼ばれる。

復調方式

上記のように、受信した光信号を電気的な形に変換するために、ホモダインまたはヘテロダイン検出のいずれかを使用することができます。

ホモダイン検出の場合、光信号はベースバンドに直接復調されます。 概念は単純ですが、ホモダイン検出は、周波数が搬送波周波数と正確に一致し、位相が入力信号にロックされている局部発振器を必要とするため、実際に実装することは困難です。 このような復調方式は同期と呼ばれ、ホモダイン検出に不可欠です。 この目的のために光位相ロックループが開発されているが、実際にはそれらの使用は複雑である。

ヘテロダイン検出は、光位相ロックも局部発振器の周波数マッチングも必要ないため、レシーバの設計を簡素化します。 しかし、電気信号はマイクロ波周波数で急速に振動し、マイクロ波通信システム用に開発された技術と同様の技術を使用してIF帯域からベースバンド

復調は同期的にも非同期的にも実行できます。 非同期復調は、無線通信の文献ではインコヒーレントとも呼ばれます。 光通信の文献では、コヒーレント検出という用語がより広い意味で使用されている。 光波システムは、IF信号をベースバンド周波数に変換するために使用される復調技術に関係なく、局部発振器を使用する限り、コヒーレントと呼ばれます。

ヘテロダインシステムの同期および非同期復調方式に焦点を当てます。

1. ヘテロダイン同期復調

図4は、同期ヘテロダインレシーバを模式的に示しています。 フォトダイオードで発生した電流は、中間周波数wIFを中心としたバンドパスフィルタ(BPF)を通過します。 ノイズがない場合のフィルタリングされた電流は、

と書くことができます（式3.1)

ここで、およびφ=φ lo−φ sは局部発振器と信号との間の位相差である。 ノイズもBPFによってフィルタリングされます。 フィルタリングされたガウスノイズの同相直交成分と位相外直交成分を使用して、受信側ノイズは

によって含まれます（式3.2)

ここで、icとisは、式1.9で与えられる分散σ2を持つゼロ平均のガウス確率変数です。 同期復調の場合、If(t)にcos(wIFt)を乗算し、ローパスフィルタでフィルタリングします。 結果のベースバンド信号は

です(式3.3)

ここで、山括弧は、2wifで振動するac部品を除去するために使用されるローパスフィルタを示します。 式(3.図3)は、同相ノイズ成分のみが同期ヘテロダイン受信機の性能に影響することを示しています。

同期復調には、中間周波数wIFでのマイクロ波搬送波の回復が必要です。 この目的のためにいくつかの電子方式を使用することができ、すべてが一種の電気位相ロックループを必要とする。 二つの一般的に使用されるループは、二乗ループとCostasループです。 二乗ループは、2wifで周波数成分を持つcos2(wIFt)形式の信号を取得するために二乗則デバイスを使用します。 この成分は、wIFでマイクロ波信号を生成するために使用することができます。

2. ヘテロダイン非同期復調

以下の図5は、非同期ヘテロダインレシーバを模式的に示しています。 中間周波数でのマイクロ波搬送波の回復を必要としないため、受信機の設計がはるかに簡単になります。 フィルター処理された信号If(t)は、エンベロープ検出器を使用してベースバンドに変換され、その後にローパスフィルタが続きます。

決定回路によって受信される信号は、単にId=|If|であり、ここでIfはEqによって与えられる。 (3.2). それは

と書くことができます（式3。4)

主な違いは、レシーバノイズの同相直交成分と位相外直交成分の両方が信号に影響することです。 このため、同期復調の場合に比べてSNRが低下します。 説明したように、SNRの低下に起因する感度劣化は非常に小さい（約0.5dB）。 非同期復調の場合には位相安定性の要件は非常に控えめであるため、この方式はコヒーレント光波システムに一般的に使用されます。

図に示す非同期ヘテロダイン受信機。 5FSKおよびPSK変調形式を使用する場合は、変更が必要です。

図6に、2つの復調方式を示します。 FSKデュアルフィルタレシーバは、搬送波周波数、したがって中間周波数が異なる1ビットと0ビットを処理するために二つの別々の分岐を使用します。 この方式は、トーン間隔がビットレートよりもはるかに大きいときに使用できるため、1ビットと0ビットのスペクトルの重複は無視できます（広偏差FSK）。 2つのBpfは、各BPFが1ビットまたは0ビットのみを通過するように、トーン間隔によって正確に分離された中心周波数を持ちます。

FSKデュアルフィルタレシーバは、決定回路に到達する前に出力が結合される二つのASKシングルフィルタレシーバとして並列に考えることができます。 の単一フィルタ受信機である。 帯域幅がビットストリーム全体を通過するのに十分な幅になるように選択されている場合、FSK復調に使用できます。 その後、信号は周波数判別器によって処理され、1ビットと0ビットを識別します。 この方式は、トーン間隔がビットレート（λ fm≤1）以下またはそれに匹敵する狭偏差FSKに対してのみ有効です。

Psk形式の場合、送信機レーザと局部発振器の位相がロックされておらず、時間とともにドリフトする可能性があるため、非同期復調は使用できません。 しかし、ＤＰＳＫフォーマットの使用は、図２に示される遅延方式を使用することによって非同期復調を可能にする。 6(b).

アイデアは、受信したビットストリームに、ビット周期だけ遅延されたレプリカを乗算することです。 得られた信号は、ｃｏｓ（φ ｋ−φ ｋ−１）の形式の成分を有し、ここで、φ ｋはｋ番目のビットの位相であり、情報は位相差φ ｋ−φ ｋ−１で符号化されるので、ビットパターンを回復するために使用することができる。 このような方式は、数ビットにわたってのみ位相安定性を必要とし、DFB半導体レーザを使用して実装することができる。 遅延復調方式は、CPFSKにも使用できます。 この場合の遅延量はトーン間隔に依存し、遅延信号に対して位相がπだけシフトされるように選択される。