co to jest Coherent Lightwave Communication System?

co to jest modulacja intensywności z detekcją bezpośrednią (IM/DD)?

obecne światłowodowe systemy komunikacji fal świetlnych opierają się na prostym schemacie transmisji cyfrowej, w którym elektryczny strumień bitów jest używany do modulowania intensywności nośnika optycznego, a sygnał optyczny jest wykrywany bezpośrednio w fotodiodzie, aby przekształcić go w oryginalny sygnał cyfrowy w domenie elektrycznej.

taki schemat nazywany jest modulacją intensywności z detekcją bezpośrednią (IM/DD).

co to jest spójna Komunikacja optyczna?

w przeciwieństwie do modulacji intensywności z detekcją bezpośrednią (IM/DD), wiele alternatywnych schematów, dobrze znanych w kontekście systemów łączności radiowej i mikrofalowej, przekazuje informacje poprzez modulację częstotliwości lub fazy nośnika optycznego i wykrywa przesyłany sygnał za pomocą technik wykrywania homodyny lub heterodyny.

ponieważ spójność fazowa nośnika optycznego odgrywa ważną rolę w realizacji takich schematów, są one określane jako spójne techniki komunikacji, a oparte na nich światłowodowe systemy komunikacji nazywane są spójnymi systemami fal świetlnych.

techniki spójnej komunikacji zostały zbadane w latach 80., a wiele prób terenowych wykazało ich wykonalność do 1990 roku.

Dlaczego Potrzebujemy Spójnych Systemów Fal Świetlnych?

motywacja do stosowania spójnych technik komunikacji jest dwojaka.

1) czułość odbiornika można poprawić nawet o 20 dB w porównaniu z systemami im/DD. Taka poprawa pozwala na znacznie dłuższą odległość transmisji (do dodatkowych 100 km w pobliżu 1.55 um) przy tej samej mocy nadajnika.

2) Zastosowanie detekcji koherentnej pozwala na efektywne wykorzystanie przepustowości światłowodu. Wiele kanałów może być przesyłanych jednocześnie przez to samo włókno za pomocą multipleksacji podziału częstotliwości (FDM) z odstępem międzykanałowym tak małym jak 1-10 GHz.

Podstawowe Pojęcia Stojące Za Spójnymi Systemami Fal Świetlnych

1. Oscylator lokalny

podstawową ideą koherentnego systemu lightwave jest spójne mieszanie odebranego sygnału z polem optycznym fali ciągłej (CW) przed zajściem na fotodetektor (jak pokazano na rysunku 1 poniżej).

pole fali ciągłej jest generowane lokalnie w odbiorniku za pomocą lasera o wąskiej linii, zwanego lokalnym oscylatorem (LO), terminu zapożyczonego z literatury radiowej i mikrofalowej.

aby zobaczyć, jak mieszanie odebranego sygnału z lokalnym oscylatorem może poprawić wydajność odbiornika, zapiszmy sygnał optyczny za pomocą złożonej notacji jako

(równanie 1.1)

gdzie wo jest częstotliwością nośną, podobnie jak Amplituda, a Φs jest fazą.

pole optyczne związane z oscylatorem lokalnym jest podane przez podobne wyrażenie,

(równanie 1.2)

gdzie ALO, WLO i ΦLO reprezentują amplitudę, częstotliwość i fazę lokalnego oscylatora, odpowiednio

notacja skalarna jest używana zarówno dla Es, jak i ELO po założeniu, że oba pola są identycznie spolaryzowane (kwestie polaryzacji-niedopasowania można omówić później).

ponieważ fotodetektor reaguje na natężenie optyczne, moc optyczna padająca na fotodetektor jest podana przez

P = K|Es+ELO|2

gdzie k jest stałą proporcjonalności.

Używając Eqs. (1.1 i 1.2), otrzymujemy

(równanie 1.3)

gdzie

(równanie 1.4)

częstotliwość

jest znana jako częstotliwość pośrednia (IF).

gdy ω0 ≠ wLO, sygnał optyczny jest demodulowany w dwóch etapach, jego częstotliwość nośna jest najpierw konwertowana na częstotliwość pośrednią vIF (zwykle 0,1-5 GHz), zanim sygnał zostanie zdemodulowany do pasma podstawowego.

nie zawsze jest konieczne stosowanie częstotliwości pośredniej. W rzeczywistości istnieją dwie różne spójne techniki wykrywania do wyboru, w zależności od tego, czy vIF jest równe zeru. Są one znane jako techniki wykrywania homodyny i heterodyny.

2. Detekcja homodyny

w tej technice detekcji koherentnej częstotliwość oscylatora lokalnego wLO jest tak dobrana, aby pokrywała się z częstotliwością nośną sygnału ω0, tak aby wIF = 0.

z równania 1.3 fotokurrent (i=RP, gdzie R jest reakcją detektora) jest podany przez

(równanie 1.5)

zazwyczaj PLO > > Ps, I Ps + Plo ≈ Plo.

ostatni termin w równaniu 1.5 zawiera informacje przekazywane i jest używany przez obwód decyzyjny. Rozważmy przypadek, w którym Faza lokalnego oscylatora jest zablokowana do fazy sygnału tak, że Φs = ΦLO. Sygnał homodyny jest następnie podawany przez

(równanie 1.6)

zalety wykrywania homodyny

główna zaleta wykrywania homodyny wynika z równania 1.6 jeśli zauważymy, że prąd sygnału w przypadku bezpośredniego wykrywania jest podany przez Idd (t) = RPs (t). Oznacza średnią moc optyczną o , średnią moc elektryczną zwiększa się o współczynnik przy użyciu detekcji homodyny.

ponieważ PLO może być znacznie większy niż , wzmocnienie mocy może przekroczyć 20dB. Chociaż szum strzału jest również zwiększony, wykazano, że wykrywanie homodyny znacznie poprawia stosunek sygnału do szumu (SNR).

kolejna zaleta detekcji koherentnej wynika z równania 1.5. Ponieważ ostatni wyraz w tym równaniu zawiera wyraźnie fazę sygnału, możliwe jest przesyłanie informacji poprzez modulację fazy lub częstotliwości nośnika optycznego. Bezpośrednia Detekcja nie pozwala na modulację fazy lub częstotliwości, ponieważ wszystkie informacje o fazie sygnału są tracone.

wada wykrywania homodyny

wada wykrywania homodyny wynika również z jej czułości fazowej. Ponieważ ostatni wyraz w równaniu 1.5 zawiera fazę lokalnego oscylatora ΦLO wyraźnie, wyraźnie ΦLO powinno być kontrolowane.

idealnie, Φs i ΦLO powinny pozostać stałe, z wyjątkiem celowej modulacji Φs. W praktyce zarówno Φs, jak i ΦLO zmieniają się w czasie w sposób losowy. Jednak ich różnica Φs-ΦLO może być wymuszona na prawie stałym poziomie przez optyczną pętlę fazową.

implementacja takiej pętli nie jest prosta i sprawia, że projektowanie optycznych odbiorników homodynowych jest dość skomplikowane. Ponadto dopasowanie częstotliwości nadajnika i lokalnego oscylatora stawia wysokie wymagania dwóm źródłom optycznym. Problemy te można przezwyciężyć za pomocą wykrywania heterodyny, jak omówiono dalej.

3. Detekcja heterodyny

w przypadku detekcji heterodyny częstotliwość oscylatora lokalnego wLO jest tak dobrana, aby różniła się od częstotliwości nośnej sygnału ω0 tak, że częstotliwość pośrednia wIF znajduje się w obszarze mikrofalowym (vIF ~ 1 GHz). Używając równania 1.3 wraz z I = RP, fotokurrent jest teraz dany przez

(równanie 1.7)

ponieważ PLO > > Ps w praktyce, termin prąd stały (dc) jest prawie stały i można go łatwo usunąć za pomocą filtrów pasmowych. Sygnał heterodynowy jest następnie podawany przez wyrażenie prądu przemiennego (ac) w równaniu 1.7 lub przez

(równanie 1.8)

podobnie jak w przypadku detekcji homodynowej, Informacje mogą być przesyłane poprzez modulację amplitudy, fazy lub częstotliwości nośnika optycznego. Co ważniejsze, lokalny oscylator nadal wzmacnia odbierany sygnał o duży czynnik, poprawiając w ten sposób SNR.

jednak poprawa SNR jest niższa o współczynnik 2 (lub o 3dB) w porównaniu z przypadkiem homodyny. Redukcja ta jest określana jako kara detekcji heterodyny.

pochodzenie kary 3dB można zobaczyć, biorąc pod uwagę moc sygnału (proporcjonalną do kwadratu prądu). Ze względu na charakter ac Iac, średnia moc sygnału jest zmniejszana o współczynnik 2, gdy jest uśredniana w pełnym cyklu na częstotliwości pośredniej (przypomnijmy, że średnia cos2θ nad θ wynosi 1/2).

zalety detekcji Heterodynowej

zaletą uzyskaną kosztem kary 3dB jest to, że konstrukcja odbiornika jest znacznie uproszczona, ponieważ optyczna pętla zablokowana fazowo nie jest już potrzebna.

wahania zarówno Φs, jak i ΦLO nadal muszą być kontrolowane za pomocą laserów półprzewodnikowych o wąskiej linii dla obu źródeł optycznych. Jednak wymagania dotyczące szerokości linii są dość umiarkowane, gdy stosuje się asynchroniczny schemat demodulacji. Ta cecha sprawia, że schemat detekcji heterodyny nadaje się do praktycznej implementacji w spójnych systemach fal świetlnych.

4. Stosunek sygnału Do Szumu

zaletą spójnej detekcji dla Systemów fal świetlnych można zwiększyć ilościowo, biorąc pod uwagę SNR prądu odbiornika.

prąd odbiornika zmienia się z powodu szumu strzałowego i szumu termicznego. Wariancję σ2 fluktuacji prądu otrzymuje się przez dodanie dwóch wkładów tak, że

(równanie 1.9)

gdzie

(równanie 1.10)

prąd I w równaniu 1.10 jest całkowitym fotoprądem generowanym w detektorze i jest podawany za pomocą równania 1.5 lub 1.7, w zależności od tego, czy Detekcja homodyny czy heterodyny jest zastosowana. W praktyce PLO > > Ps, i w równaniu 1.10 można zastąpić dominującym terminem RPLO dla obu przypadków.

SNR uzyskuje się przez podzielenie średniej mocy sygnału przez średnią moc szumu. W przypadku heterodyny jest ona dana przez

(równanie 1.11)

w przypadku homodyny SNR jest większy o współczynnik 2, jeśli założymy, że Φs = ΦLO w równaniu 1.5.

główną zaletę wykrywania koherentnego widać z równania 1.11. Ponieważ moc oscylatora lokalnego PLO może być sterowana w odbiorniku, może być na tyle duża, że szum odbiornika jest zdominowany przez szum strzału. Dokładniej, kiedy

(równanie 1.12)

w tych samych warunkach udział prądu ciemnego w szumie strzału jest znikomy (Id < < RPLO). SNR jest następnie podawany przez

(równanie 1.13)

gdzie R = NQ/hv.

zastosowanie detekcji koherentnej pozwala na osiągnięcie limitu szumów strzałowych nawet dla odbiorników p-i-n, których wydajność jest ogólnie ograniczona przez szum termiczny. Ponadto, w przeciwieństwie do odbiorników fotodiody lawinowej (APD), granica ta realizowana jest bez dodawania nadmiaru szumu strzału.

warto wyrazić SNR w kategoriach Liczby fotonów, np, otrzymanych w jednym bitie. Przy przepływności bitowej B Moc sygnału jest związana z Np jako . Typowo Δf ≈ B / 2. Używając tych wartości i Δf w równaniu 1.13, SNR otrzymuje się przez wyrażenie proste

(równanie 1.14)

w przypadku wykrycia homodyny SNR jest większy o współczynnik 2 i jest podawany przez SNR = 4NNP. Więcej dyskusji na temat zależności BER od SNR i pokazuje, w jaki sposób poprawia się czułość odbiornika dzięki zastosowaniu spójnej detekcji.

formaty modulacji

jak powiedzieliśmy wcześniej, ważną zaletą stosowania spójnych technik detekcji jest to, że zarówno Amplituda, jak i faza odbieranego sygnału optycznego mogą być wykrywane i mierzone. Funkcja ta otwiera możliwość wysyłania informacji poprzez modulowanie albo amplitudy, albo fazy, albo częstotliwości nośnika optycznego.

w przypadku systemów komunikacji cyfrowej te trzy możliwości dają początek trzem formatom modulacji znanym jako kluczowanie z przesunięciem amplitudy (ask), kluczowanie z przesunięciem fazowym (PSK) i kluczowanie z przesunięciem częstotliwości (FSK).

Rysunek 2 poniżej przedstawia schematycznie trzy formaty modulacji dla określonego wzorca bitowego.

1. Format zapytania

pole elektryczne związane z sygnałem optycznym można zapisać jako

(równanie 2.1)

w przypadku formatu ASK, Amplituda As jest modulowana przy zachowaniu stałej ω0 i Φs. Dla binarnej modulacji cyfrowej, As przyjmuje jedną z dwóch stałych wartości w każdym okresie bitowym, w zależności od tego, czy transmitowany jest 1, Czy 0 bit.

w większości praktycznych sytuacji, As jest ustawiony na zero podczas transmisji 0 bitów. Format ASK jest następnie nazywany on-off keying (OOK) i jest identyczny ze schematem modulacji powszechnie stosowanym dla niekoherentnych (im/DD) cyfrowych systemów fal świetlnych.

implementacja ASK for coherent systems różni się od przypadku systemów detekcji bezpośredniej jednym ważnym aspektem. Podczas gdy optyczny strumień bitów dla Systemów bezpośredniego wykrywania może być generowany przez bezpośrednią modulację diody elektroluminescencyjnej (LED) lub lasera półprzewodnikowego, zewnętrzna modulacja jest konieczna dla spójnych systemów komunikacyjnych.

przyczyna tej konieczności jest związana ze zmianami fazowymi, które zawsze występują, gdy amplituda jako (lub moc) jest zmieniana przez modulowanie prądu przyłożonego do lasera półprzewodnikowego. W przypadku systemów im/DD takie niezamierzone zmiany fazowe nie są obserwowane przez detektor (ponieważ detektor reaguje tylko na moc optyczną) i nie stanowią większego zagrożenia, z wyjątkiem kary za moc indukowaną przez chirp.

sytuacja jest zupełnie inna w przypadku układów koherentnych, gdzie reakcja detektora zależy od fazy odbieranego sygnału. Implementacja formatu ASK dla spójnych systemów wymaga, aby Faza Φs pozostawała niemal stała. Osiąga się to poprzez ciągłą pracę lasera półprzewodnikowego przy stałym prądzie i modulowanie jego mocy za pomocą zewnętrznego modulatora.

ponieważ wszystkie zewnętrzne modulatory mają pewne straty wstawiania, za każdym razem, gdy używany jest zewnętrzny modulator, kara za moc może zostać zmniejszona do poniżej 1 dB dla monolitycznie zintegrowanych modulatorów.

powszechnie stosowany zewnętrzny modulator wykorzystuje falowody LiNbO3 w konfiguracji Mach-Zehnder (MZ). Wydajność zewnętrznych modulatorów jest określana ilościowo poprzez współczynnik on-off (zwany także współczynnikiem ekstynkcji) i szerokość pasma modulacji. Modulatory LiNbO3 zapewniają współczynnik on-off przekraczający 20 i mogą być modulowane z prędkością do 75 GHz. Napięcie napędowe wynosi zwykle 5V, ale można je zmniejszyć do 3V przy odpowiedniej konstrukcji.

inne materiały mogą być również używane do tworzenia zewnętrznych modulatorów. Na przykład polimerowy elektrooptyczny modulator MZ wymagał tylko 1,8 V do przesunięcia fazy sygnału 1,55 um o π w jednym z ramion interferometru MZ.

modulatory Elektroabsorpcji, wykonane przy użyciu półprzewodników, są często preferowane, ponieważ nie wymagają użycia interferometru i mogą być zintegrowane monolitycznie z laserem. Nadajniki optyczne ze zintegrowanym modulatorem elektroabsorpcji zdolnym do modulacji z prędkością 10 Gb / s były dostępne od 1999 roku i są rutynowo stosowane w systemach fal świetlnych IM/DD. Takie zintegrowane modulatory wykazywały przepustowość większą niż 50GHz i miały potencjał pracy z przepływnością do 100 Gb / s.prawdopodobnie będą również stosowane w spójnych systemach.

2. Format PSK

w przypadku formatu PSK, optyczny strumień bitów jest generowany przez modulowanie fazy Φs w równaniu 2.1, podczas gdy amplituda As i częstotliwość ω0 nośnika optycznego są utrzymywane na stałym poziomie.

dla binarnego PSK Faza φ przyjmuje dwie wartości, Zwykle wybrane jako 0 i π. Rysunek 2 powyżej pokazuje format binarny PSK schematycznie dla określonego wzorca bitowego.

interesującym aspektem formatu PSK jest to, że intensywność optyczna pozostaje stała podczas wszystkich bitów, a sygnał wydaje się mieć formę CW. Koherentna detekcja jest koniecznością dla PSK, ponieważ wszystkie informacje zostałyby utracone, gdyby sygnał optyczny został wykryty bezpośrednio bez mieszania go z wyjściem lokalnego oscylatora.

implementacja PSK wymaga zewnętrznego modulatora zdolnego do zmiany fazy optycznej w odpowiedzi na przyłożone napięcie. Mechanizm fizyczny używany przez takie modulatory nazywa się electrorefraction. Do modulacji fazy można wykorzystać dowolny kryształ elektrooptyczny o odpowiedniej orientacji.

kryształ LiNbO3 jest powszechnie stosowany w praktyce. Konstrukcja modulatorów fazowych opartych na LiNbO3 jest znacznie prostsza niż w przypadku modulatora amplitudy, ponieważ interferometr Mach-Zehndera nie jest już potrzebny i można użyć pojedynczego falowodu.

przesunięcie fazowe δφ występujące podczas przechodzenia sygnału CW przez falowód jest związane ze zmianą indeksu δn przez prostą zależność

(równanie 2.2)

gdzie lm jest długością, nad którą zmiana indeksu jest indukowana przez przyłożone napięcie. Zmiana indeksu δn jest proporcjonalna do przyłożonego napięcia, które wybiera się tak, że δφ = π. W ten sposób przesunięcie fazowe π może być nałożone na nośnik optyczny przez przyłożenie wymaganego napięcia na czas trwania każdego “1” bitu.

Półprzewodniki mogą być również używane do tworzenia modulatorów fazowych, zwłaszcza jeśli używana jest struktura multi-quantum-well (MQW). Efekt elektrorefrakcji pochodzący z efektu Starka kwantowego jest wzmocniony dla projektu studni kwantowej. Takie modulatory fazy MQW zostały opracowane i są w stanie pracować z przepływnością do 40 Gb/s w zakresie długości fal 1,3-1,6 um.

już w 1992 r. urządzenia MQW miały pasmo modulacji 20 GHz i wymagały tylko 3,85 V do wprowadzenia przesunięcia fazowego π przy pracy w pobliżu 1,55 um. Napięcie robocze zmniejszono do 2,8 V w modulatorze fazowym w oparciu o efekt elektroabsorpcji w falowodzie MQW.

konwerter wielkości punktowej jest czasami zintegrowany z modulatorem fazy, aby zmniejszyć straty sprzężenia. Najlepszą wydajność osiąga się, gdy półprzewodnikowy modulator fazy jest monolitycznie zintegrowany w nadajniku. Takie nadajniki są bardzo przydatne dla spójnych systemów fal świetlnych.

zastosowanie formatu PSK wymaga, aby Faza nośnika optycznego pozostała stabilna, tak aby informacje o fazie mogły być wydobyte z odbiornika bez niejednoznaczności. Wymóg ten stawia rygorystyczne warunki dla tolerowanych szerokości linii lasera nadajnika i lokalnego oscylatora.

wymóg szerokości linii może być nieco złagodzony za pomocą wariantu formatu PSK, znanego jako różnicowe kluczowanie przesunięcia fazowego (dpsk). W przypadku DPSK informacja jest kodowana za pomocą różnicy faz między dwoma sąsiednimi bitami. Na przykład, jeśli φk reprezentuje fazę bitu kth, różnica faz Δφ = φk-φk-1 jest zmieniana przez π lub 0, w zależności od tego, czy bit kth jest bitem 1, Czy 0.

zaletą DPSK jest to, że sygnał transmitowany może być skutecznie demodulowany, o ile Faza nośna pozostaje względnie stabilna przez okres dwóch bitów.

3. Format FSK

w przypadku modulacji FSK informacja jest kodowana na nośniku optycznym poprzez przesunięcie częstotliwości nośnej ω0. Dla binarnego sygnału cyfrowego ω0 przyjmuje dwie wartości, ω0 + Δω i ω0-Δω, w zależności od tego, czy przesyłany jest bit 1, czy 0.

przesunięcie Δf = Δω / 2π nazywa się odchyleniem częstotliwości. Ilość 2δf jest czasami nazywana odstępem tonowym, ponieważ reprezentuje odstęp między częstotliwościami od 1 do 0 bitów.

pole optyczne dla formatu FSK można zapisać jako

(równanie 2.3)

gdzie znaki + i – odpowiadają bitom 1 i 0.

zauważając, że argument cosinusa może być zapisany jako , format FSK może być również postrzegany jako rodzaj modulacji PSK, tak że faza nośna zwiększa się lub zmniejsza liniowo w czasie trwania bitu.

wybór odchylenia częstotliwości Δf zależy od dostępnej szerokości pasma. Całkowita szerokość pasma sygnału FSK jest podana w przybliżeniu przez 2Δf + 2b, gdzie B jest przepływnością.

gdy Δf > > B, przepustowość zbliża się do 2δf i jest prawie niezależna od przepływności. Ten przypadek jest często określany jako wide-deviation lub wideband FSK.

w przeciwnym przypadku Δf << B, zwanego wąskim odchyleniem lub wąskopasmowym FSK, szerokość pasma zbliża się do 2B.

stosunek ßFM = Δf/B, zwany indeksem modulacji częstotliwości (FM), służy do rozróżnienia tych dwóch przypadków, w zależności od tego, czy ßFM >> 1, Czy ßFM << 1.

implementacja FSK wymaga modulatorów zdolnych do zmiany częstotliwości padającego sygnału optycznego. Materiały elektrooptyczne, takie jak LiNbO3, zwykle wytwarzają przesunięcie fazowe proporcjonalne do przyłożonego napięcia. Mogą być używane do FSK poprzez zastosowanie trójkątnego impulsu napięciowego (podobnego do piłokształtnego), ponieważ liniowa zmiana fazy odpowiada przesunięciu częstotliwości.

alternatywna technika wykorzystuje rozpraszanie Bragga z fal akustycznych. Takie modulatory nazywane są modulatorami akustyczno-optycznymi. Ich użycie jest nieco uciążliwe w formie masowej. Można je jednak wytwarzać w zwartej formie przy użyciu powierzchniowych fal akustycznych na falowodzie płyty. Struktura urządzenia jest podobna do struktury filtra akustyczno-optycznego używanego do multipleksowania z podziałem długości fali (WDM). Maksymalne przesunięcie częstotliwości, jeśli zwykle jest ograniczone do poniżej 1 GHz dla takich modulatorów.

najprostsza metoda wytwarzania sygnału FSK wykorzystuje możliwości bezpośredniej modulacji laserów półprzewodnikowych. Jak wspomniano wcześniej, zmiana prądu roboczego lasera półprzewodnikowego prowadzi do zmian zarówno amplitudy, jak i częstotliwości emitowanego światła. W przypadku ASK przesunięcie częstotliwości lub ćwierkanie emitowanego impulsu optycznego jest niepożądane. Ale ta sama zmiana częstotliwości może być wykorzystana do korzyści dla celów FSK. Zazwyczaj wartości przesunięć częstotliwości wynoszą ~ 1GHz / mA. Dlatego tylko niewielka zmiana prądu roboczego (~1mA) jest wymagana do wytworzenia sygnału FSK. Takie zmiany prądu są na tyle małe, że amplituda nie zmienia się zbytnio z bitu na bit.

dla celów FSK, odpowiedź FM lasera rozproszonego sprzężenia zwrotnego (Dfb) powinna być płaska na Szerokości pasma równej przepływności. Jak widać na rysunku 3 poniżej, większość laserów DFB wykazuje spadek odpowiedzi FM przy częstotliwości bliskiej 1 MHz. Powodem jest to, że dwa różne zjawiska fizyczne przyczyniają się do przesunięcia częstotliwości, gdy prąd urządzenia jest zmieniany. Zmiany współczynnika załamania światła, odpowiedzialne za przesunięcie częstotliwości, mogą wystąpić albo z powodu przesunięcia temperatury, albo ze względu na zmianę gęstości nośnika. Efekty termiczne przyczyniają się tylko do częstotliwości modulacji około 1MHz ze względu na ich powolną odpowiedź. Odpowiedź FM zmniejsza się w zakresie częstotliwości 0,1-10MHz z powodu wkładu termicznego, a udział gęstości nośnika występuje w przeciwnych fazach.

można użyć kilku technik, aby uzyskać bardziej jednolitą odpowiedź FM. Obwód wyrównawczy poprawia jednorodność, ale także zmniejsza wydajność modulacji. Inna technika wykorzystuje kody transmisji, które zmniejszają składowe danych o niskiej częstotliwości, w których zniekształcenia są najwyższe. Wielosekcyjne lasery DFB zostały opracowane w celu uzyskania jednolitej odpowiedzi FM. Rysunek 3 przedstawia reakcję FM dwuczęściowego lasera DFB. Jest nie tylko jednorodny do około 1 GHz, ale jego wydajność modulacji jest również wysoka. Jeszcze lepszą wydajność uzyskuje się dzięki zastosowaniu trzyczęściowych laserów DBR.

płaska odpowiedź FM od 100 kHz do 15 GHz została zademonstrowana w 1990 roku w takich laserach. Do 1995 roku zastosowanie sprzężonych ze wzmocnieniem, przesuniętych fazowo laserów DFB rozszerzyło zakres jednolitej odpowiedzi FM z 10 kHz do 20 GHz. Gdy FSK jest wykonywana poprzez bezpośrednią modulację, Faza nośna zmienia się w sposób ciągły od bitu do bitu. Ten przypadek jest często określany jako FSK fazy ciągłej (CPFSK). Gdy odstęp między tonami 2δf jest wybrany jako B/2 (ßFM = 1/2), CPFSK jest również nazywany klawiaturą minimalnego przesunięcia (MSK).

Schematy demodulacji

jak omówiono powyżej, wykrywanie homodyny lub heterodyny może być użyte do konwersji odebranego sygnału optycznego na postać elektryczną.

w przypadku wykrycia homodyny sygnał optyczny jest demodulowany bezpośrednio do pasma podstawowego. Chociaż koncepcja jest prosta, Detekcja homodyny jest trudna do wdrożenia w praktyce, ponieważ wymaga lokalnego oscylatora, którego częstotliwość dokładnie odpowiada częstotliwości nośnej i którego faza jest zablokowana do sygnału przychodzącego. Taki schemat demodulacji nazywa się synchronicznym i jest niezbędny do wykrywania homodyny. Chociaż do tego celu opracowano optyczne pętle z zamkniętymi fazami, ich zastosowanie w praktyce jest skomplikowane.

Detekcja heterodyny upraszcza konstrukcję odbiornika, ponieważ nie jest wymagane optyczne blokowanie fazy ani dopasowanie częstotliwości lokalnego oscylatora. Jednak sygnał elektryczny oscyluje szybko na częstotliwościach mikrofalowych i musi być demodulowany z pasma IF do pasma podstawowego przy użyciu technik podobnych do tych opracowanych dla mikrofalowych systemów komunikacyjnych.

Demodulacja może być przeprowadzana synchronicznie lub asynchronicznie. Asynchroniczna demodulacja jest również nazywana niespójnością w literaturze radiokomunikacyjnej. W literaturze komunikacji optycznej termin Detekcja koherentna jest używany w szerszym znaczeniu. System lightwave nazywa się spójnym, o ile używa lokalnego oscylatora, niezależnie od techniki demodulacji stosowanej do konwersji sygnału IF na częstotliwości pasma podstawowego.

skupimy się na synchronicznych i asynchronicznych schematach demodulacji dla Systemów heterodynowych.

1. Demodulacja Synchroniczna heterodyny

Rysunek 4 przedstawia schematycznie synchroniczny odbiornik heterodynowy. Prąd generowany w fotodiodzie jest przepuszczany przez filtr pasmowy (BPF) wyśrodkowany na WIF o częstotliwości pośredniej. Przefiltrowany prąd w przypadku braku szumu można zapisać jako

(równanie 3.1)

gdzie i φ = φLO-φs jest różnicą faz pomiędzy lokalnym oscylatorem a sygnałem. Hałas jest również filtrowany przez BPF. Wykorzystując składowe kwadratury w fazie i poza fazą filtrowanego szumu Gaussa, szum odbiornika jest uwzględniany przez

(równanie 3.2)

gdzie ic I is są zmiennymi losowymi Gaussa o średniej zerowej z wariancją σ2 określoną równaniem 1.9. W przypadku demodulacji synchronicznej If(t) jest mnożony przez cos (wIFt) i filtrowany przez filtr dolnoprzepustowy. Otrzymany sygnał pasma podstawowego to

(równanie 3.3)

gdzie wsporniki kątowe oznaczają filtrowanie dolnoprzepustowe używane do odrzucania komponentów prądu przemiennego oscylujących przy 2wIF. Równanie (3.3) pokazuje, że tylko element szumu w fazie wpływa na wydajność synchronicznych odbiorników heterodynowych.

Demodulacja Synchroniczna wymaga odzyskania nośnika mikrofalowego na częstotliwości pośredniej wIF. Do tego celu można wykorzystać kilka schematów elektronicznych, wszystkie wymagające pewnego rodzaju pętli elektrycznej z blokadą fazową. Dwie powszechnie używane pętle to pętla kwadratowa i pętla Costas. Pętla kwadratowa wykorzystuje urządzenie o kwadratowym prawie do uzyskania sygnału w postaci cos2 (wIFt), który ma składową częstotliwości w 2wIF. Komponent ten może być użyty do generowania sygnału mikrofalowego w wIF.

2. Asynchroniczna Demodulacja heterodyny

Rysunek 5 poniżej przedstawia asynchroniczny odbiornik heterodyny schematycznie. Nie wymaga odzyskiwania nośnika mikrofalowego z częstotliwością pośrednią, co skutkuje znacznie prostszą konstrukcją odbiornika. Przefiltrowany sygnał If (t) jest konwertowany do pasma podstawowego za pomocą detektora obwiedni, a następnie filtra dolnoprzepustowego.

sygnałem odbieranym przez układ decyzyjny jest po prostu Id = / If/, gdzie If jest podawany przez Eq. (3.2). Można go zapisać jako

(równanie 3.4)

główną różnicą jest to, że zarówno w fazie i poza fazą kwadratury składowych odbiornika szum wpływa na sygnał. W ten sposób SNR ulega degradacji w porównaniu z demodulacją synchroniczną. Jak wspomniano, degradacja czułości wynikająca ze zredukowanego SNR jest dość mała (około 0,5 dB). Ponieważ wymagania dotyczące stabilności fazowej są dość skromne w przypadku asynchronicznej demodulacji, schemat ten jest powszechnie stosowany w spójnych systemach fal świetlnych.

asynchroniczny odbiornik heterodynowy pokazany na Rys. 5 wymaga modyfikacji, gdy używane są formaty modulacji FSK i PSK.

Rysunek 6 przedstawia dwa schematy demodulacji. Odbiornik z podwójnym filtrem FSK wykorzystuje dwie oddzielne gałęzie do przetwarzania bitów 1 i 0, których częstotliwości nośne, a zatem częstotliwości pośrednie, są różne. Schemat może być stosowany wtedy, gdy odstępy tonowe są znacznie większe niż przepływności, tak że widmo 1 i 0 bitów ma znikome nakładanie się (widmo FSK). Dwa BPF mają swoje środkowe częstotliwości oddzielone dokładnie przez odstępy tonowe, tak że każdy BPF przechodzi tylko 1 lub 0 bitów.

podwójny odbiornik filtra FSK może być uważany za dwa równoległe odbiorniki filtra ASK, których wyjścia są łączone przed osiągnięciem obwodu decyzyjnego. Odbiornik jednofiltrowy Fig. może być używany do demodulacji FSK, jeśli jego przepustowość zostanie wybrana na tyle szeroka, aby przepuścić cały strumień bitów. Sygnał jest następnie przetwarzany przez dyskryminator częstotliwości w celu identyfikacji bitów 1 i 0. Schemat ten działa dobrze tylko dla FSK o wąskim odchyleniu, dla którego odstępy między tonami są mniejsze lub porównywalne z przepływnością (ßFM ≤ 1).

asynchroniczna demodulacja nie może być stosowana w przypadku formatu PSK, ponieważ faza lasera nadajnika i lokalnego oscylatora nie są zablokowane i mogą dryfować z czasem. Jednakże użycie formatu DPSK pozwala na asynchroniczną demodulację przy użyciu schematu opóźnienia pokazanego na Fig. 6 lit. b).

chodzi o to, aby pomnożyć otrzymany strumień bitów przez jego replikę, która została opóźniona o jeden okres bitowy. Otrzymany sygnał ma składową postaci cos (φk-φk-1), gdzie φk jest fazą bitu kth, który może być użyty do odzyskania wzorca bitowego, ponieważ informacja jest zakodowana w różnicy faz φk− φk−1. Taki schemat wymaga stabilności fazowej tylko na kilku bitach i może być realizowany za pomocą laserów półprzewodnikowych Dfb. Schemat delay-demodulation może być również użyty dla CPFSK. Wielkość opóźnienia w tym przypadku zależy od odstępu tonowego i jest tak dobrana, że faza jest przesunięta o π dla sygnału opóźnionego.