What is Coherent Lightwave Communication System?

o que é a modulação de intensidade com detecção directa (IM/DD)?

Corrente de fibra óptica lightwave sistemas de comunicação são baseados em uma simples transmissão digital esquema em que uma corrente elétrica de fluxo de bits é utilizado para modular a intensidade da portadora óptica, e o sinal óptico é detectado diretamente em um fotodíodo para converter o sinal digital original no domínio eléctrico.

tal esquema é referido como modulação de intensidade com detecção direta (IM/DD).

o que é uma comunicação óptica coerente?

em contraste com a modulação de intensidade com detecção direta (IM/DD), muitos esquemas alternativos, bem conhecidos no contexto de sistemas de comunicação de rádio e microondas, transmitem informações modulando a frequência ou a fase do transportador óptico e detectam o sinal transmitido usando técnicas de detecção homódinas ou heteródinas.

Desde a fase de coerência óptica transportadora desempenha um papel importante na implementação de tais esquemas, eles são referidos como coerente de técnicas de comunicação, e a fibra óptica, sistemas de comunicação baseados sobre eles são chamados coerente lightwave sistemas.Técnicas de comunicação coerentes foram exploradas durante a década de 1980, e muitos ensaios de campo estabeleceram a sua viabilidade até 1990.Por Que Precisamos De Sistemas Coerentes De Ondas De Luz?

a motivação por trás do uso das técnicas de comunicação coerentes é dupla.

1) A Sensibilidade Do receptor pode ser melhorada até 20dB em comparação com os sistemas IM / DD. Tal melhoria permite uma distância de transmissão muito mais longa (até 100 km adicionais perto de 1,55 um) para a mesma quantidade de potência de emissão.

2) o uso de detecção coerente permite um uso eficiente de largura de banda de fibra. Muitos canais podem ser transmitidos simultaneamente sobre a mesma fibra usando multiplexagem de divisão de frequência (FDM) com um espaçamento de canais tão pequeno quanto 1-10 GHz.

Basic Concepts Behind Coherent Lightwave Systems

1. Oscilador Local

a ideia básica por trás de um sistema coerente de ondas de luz é misturar o sinal recebido coerentemente com um campo óptico de onda contínua (CW) antes de ser incidente no fotodetector (como mostrado na Figura 1 abaixo).

o campo de onda contínua é gerado localmente no receptor usando um laser de linha estreita, chamado oscilador local (LO), um termo emprestado da literatura de rádio e microondas.

Para ver como a mistura do sinal recebido com um oscilador local pode melhorar o desempenho do receptor, vamos escrever o sinal óptico usando complexo notação

(Equação 1.1)

onde wo é a frequência da portadora, Como é a amplitude, e Φs é a fase.

o campo óptico associado com o oscilador local é dado por uma expressão similar,

(equação 1.2)

onde ALO, wLO, e ΦLO representam a amplitude, a frequência e a fase do oscilador local, respectivamente

A escalar a notação é utilizada tanto para Es e ELO depois de assumir que os dois campos são de forma idêntica polarizada (polarização-problemas de incompatibilidade pode ser discutido posteriormente).

uma vez que um fotodetector responde à intensidade óptica, a potência óptica incidente no fotodetector é dada por

P = K|Es+ELO|2

em que K é uma constante de proporcionalidade.

Usando NQA . (1.1 e 1.2), obtemos

(Equação 1.3)

onde

(Equação 1.4)

A frequência

é conhecida como a freqüência intermediária (IF).

Quando ω0 ≠ wLO, o sinal óptico é desmodulado em duas fases, a sua frequência portadora é convertido em uma freqüência intermediária vIF (normalmente 0.1-5GHz) antes do sinal desmodulado para a banda de base.Nem sempre é necessário utilizar uma frequência intermédia . Na verdade, existem duas técnicas de detecção coerentes diferentes para escolher, dependendo se o vIF é igual ou não a zero. São conhecidas como técnicas de detecção homódinas e heteródinas.

2. Detection Homodyne

In this coherent-detection technique, the local-oscillator frequency wLO is selected to coincident with the signal-carrier frequency ω0 so that wIF = 0.

da equação 1.3, A fotocorrente (I=RP, onde R é a responsividade do detector) é dada por

(equação 1.5)

tipicamente, PLO > > Ps, e Ps + PLO ≈ PLO.

o último termo na equação 1.5 contém a informação transmitida e é usado pelo circuito de decisão. Considere o caso em que a fase de oscilador local é travada à fase de sinal para que Φs = ΦLO. O sinal homódino é então dado por

(equação 1.6)

vantagens da detecção de Homódinos

a principal vantagem da detecção de homódinos é evidente na equação 1.6 se observarmos que a corrente de sinal no caso de detecção direta é dada por Idd(t) = RPs(t). Denotando a potência óptica média em , a potência elétrica média é aumentada por um fator de com o uso de detecção homódina.

uma vez que a OLP pode ser feita muito maior do que , o aumento de potência pode exceder 20dB. Embora o ruído de disparo também seja melhorado, é mostrado que a detecção homódina melhora a razão sinal-ruído (SNR) por um grande fator.

outra vantagem da detecção coerente é evidente a partir da equação 1.5. Como o último termo nesta equação contém explicitamente a fase do sinal, é possível transmitir informação modulando a fase ou frequência do portador óptico. A detecção direta não permite a modulação de fase ou frequência, pois todas as informações sobre a fase de sinal são perdidas.

desvantagem da detecção de Homódinos

uma desvantagem da detecção de homódinos também resulta da sua sensibilidade de fase. Uma vez que o último termo na equação 1.5 contém a fase de oscilador local ΦLO explicitamente, claramente ΦLO deve ser controlado.

idealmente, Φs e ΦLO devem permanecer constantes, exceto para a modulação intencional de Φs. Na prática, tanto Φs quanto ΦLO flutuam com o tempo de forma aleatória. No entanto, a sua diferença Φs-ΦLO pode ser forçada a permanecer quase constante através de um loop óptico de fase bloqueada.

a implementação de tais como o laço não é simples e torna o design de receptores homódinos ópticos bastante complicado. Além disso, a correspondência das frequências do transmissor e do oscilador local coloca requisitos rigorosos nas duas fontes ópticas. Estes problemas podem ser superados pelo uso de detecção heteródina, como discutido em seguida.

3. Detecção heteródina

no caso da detecção heteródina, a frequência osciladora local wLO é escolhida para diferir da frequência portadora de sinais ω0 tal que a frequência intermediária wIF está na região de microondas (vIF ~ 1 GHz). Usando a equação 1.3 junto com I = RP, a fotocorrente é agora dada por

(equação 1.7)

uma vez que PLO >> Ps na prática, o termo corrente contínua (dc) é quase constante e pode ser removido facilmente usando filtros bandpass. O heterodyne sinal é, então, dado pela corrente alternada (ca) termo da equação 1.7 ou por

(Equação 1.8)

Semelhante ao caso de homodyne de detecção, a informação pode ser transmitida através de amplitude, fase ou freqüência de modulação da optical carrier. Mais importante, o oscilador local ainda amplifica o sinal recebido por um grande fator, melhorando assim o SNR.

no entanto, a melhoria da SNR é inferior por um factor de 2 (ou de 3dB) em comparação com o caso homodyne. Esta redução é referida como a penalidade de detecção heteródina.

a origem da penalidade 3dB pode ser vista considerando a potência do sinal (proporcional ao quadrado da corrente). Devido à natureza ac da Iac, a potência média do sinal é reduzida por um fator de 2 quando é média durante um ciclo completo na frequência intermediária (lembre-se que a média de cos2θ Sobre θ é 1/2).

vantagens da detecção Heteródina

a vantagem obtida à custa da penalização de 3dB é que o projeto do receptor é consideravelmente simplificado porque um loop óptico de fase bloqueada não é mais necessário.

as flutuações tanto em Φs como ΦLO ainda precisam ser controladas usando lasers semicondutores de linha estreita para ambas as fontes ópticas. No entanto, os requisitos de linewidth são bastante moderados quando um esquema de desmodulação assíncrono é usado. Esta característica torna o esquema de detecção heteródina bastante adequado para a implementação prática em sistemas coerentes de ondas de luz.

4. Razão sinal-ruído

a vantagem da detecção coerente para sistemas de ondas de luz pode ser feita mais quantitativa, considerando a SNR da corrente receptora.

a corrente do receptor flutua devido ao ruído de disparo e ao ruído térmico. A variância σ2 da flutuação da corrente é obtida adicionando as duas contribuições de modo que

(equação 1.9)

em que

(equação 1.10)

a corrente i na equação 1.10 é a fotocorrente total gerada no detector e é dada pela equação 1.5 ou 1.7, dependendo se a detecção homódina ou heteródina é empregada. Na prática, PLO > > Ps, e I na equação 1.10 pode ser substituído pelo termo dominante RPLO para ambos os casos.

a SNR é obtida dividindo a potência média do sinal pela potência média do ruído. No caso heteródino, é dado por

(equação 1.11)

No homodyne caso, o SNR é maior por um fator de 2, se assumirmos que Φs = ΦLO na Equação 1.5.

a principal vantagem da detecção coerente pode ser vista a partir da equação 1.11. Uma vez que o poder PLO do oscilador local pode ser controlado no receptor, ele pode ser feito grande o suficiente para que o ruído do receptor seja dominado pelo ruído de disparo. Mais especificamente, quando

(equação 1.12)

sob as mesmas condições, as contribuições de corrente escura para o ruído de tiro é negligenciável (Id << RPLO). The SNR is then given by

(Equation 1.13)

em que R = nq / hv.

o uso de detecção coerente permite atingir o limite de ruído de disparo mesmo para receptores p-i-n cujo desempenho é geralmente limitado pelo ruído térmico. Além disso, em contraste com o caso de receptores de fotodíodo de avalanche (APD), este limite é realizado sem adicionar qualquer excesso de ruído de disparo.

é útil expressar o SNR em termos do número de fótons, Np, recebidos dentro de um único bit. Na taxa de bits B, a potência do sinal está relacionada com Np como . Tipicamente Δf ≈ B / 2. Utilizando estes valores de e Δf na equação 1.13, a SNR é dada por uma expressão simples

(Equação 1.14)

No caso de homodyne de detecção, SNR é maior por um fator de 2 e é dada pelo SNR = 4nNp. Há mais discussões sobre a dependência do BER em SNR e mostra como a sensibilidade do receptor é melhorada pelo uso de detecção coerente.

formatos de modulação

Como dissemos anteriormente, uma vantagem importante do uso das técnicas de detecção coerentes é que tanto a amplitude como a fase do sinal óptico recebido podem ser detectadas e medidas. Esta característica abre a possibilidade de enviar informações através da modulação da amplitude, ou da fase, ou da frequência de um portador óptico.

no caso dos sistemas de comunicação digital, as três possibilidades dão origem a três formatos de modulação conhecidos como chaves de deslocamento de amplitude (ASK), chaves de mudança de fase (PSK) e Chaves de mudança de frequência (FSK).

Figura 2 abaixo mostra esquematicamente os três formatos de modulação para um padrão de bits específico.

1. ASK Format

The electric field associated with an optical signal can be written as

(Equation 2.1)

no caso do formato ASK, a amplitude como é modulada mantendo ω0 e Φs constantes. Para modulação digital binária, como leva um de dois valores fixos durante cada período de bits, dependendo se 1 ou 0 bit está sendo transmitido.

na maioria das situações práticas, como é definido para zero durante a transmissão de 0 bits. O formato ASK é então chamado de keying on-off (OOK) e é idêntico ao esquema de modulação comumente usado para sistemas digitais de ondas de luz não coherentes (IM/DD).

a implementação de sistemas coerentes de pedido difere do caso dos sistemas de detecção directa num aspecto importante. Enquanto a corrente de bits ópticos para sistemas de detecção directa pode ser gerada através da modulação directa de um díodo emissor de luz (LED) ou de um laser semicondutor, a modulação externa é necessária para sistemas de comunicação coerentes.

a razão por trás desta necessidade está relacionada a mudanças de fase que invariavelmente ocorrem quando a amplitude como (ou a potência) é alterada pela modulação da corrente aplicada a um laser semicondutor. Para os sistemas IM/DD, essas alterações não intencionais de fase não são vistas pelo detector (uma vez que o detector responde apenas à potência óptica) e não são de grande preocupação, exceto para a penalidade de potência induzida pelo chirp.

a situação é completamente diferente no caso de sistemas coerentes, onde a resposta do detector depende da fase do sinal recebido. A implementação do formato de pedido para sistemas coerentes requer que a fase Φs permaneça quase constante. Isto é conseguido operando o laser de semicondutor continuamente em uma corrente constante e modulando sua saída usando um modulador externo.

uma vez que todos os moduladores externos têm algumas perdas de inserção, uma penalidade de potência incurável sempre que um modulador externo é usado; ele pode ser reduzido para abaixo de 1dB para moduladores monoliticamente integrados.

um modulador externo comumente usado faz uso de guias de onda LiNbO3 em uma configuração Mach-Zehnder (MZ). O desempenho dos moduladores externos é quantificado através da razão on-off (também chamada de razão de Extinção) e da largura de banda da modulação. Os moduladores LiNbO3 fornecem uma relação de on-off superior a 20 e podem ser modulados a velocidades até 75GHz. A tensão de condução é tipicamente 5V, mas pode ser reduzida para 3V com um design adequado.

outros materiais também podem ser usados para fazer moduladores externos. Por exemplo, um modulador electro-óptico polimérico MZ necessitava apenas de 1,8 V para mudar a fase de um sinal de 1,55 um Por π em um dos braços do interferômetro MZ.Os moduladores de Electroabsorção, feitos utilizando semicondutores, são frequentemente preferidos porque não requerem o uso de um interferómetro e podem ser integrados monoliticamente com o laser. Os transmissores ópticos com um modulador de electroabsorção integrado capaz de modular a 10 Gb/s estavam disponíveis desde 1999 e são utilizados rotineiramente para sistemas de ondas de luz IM/DD. Esses moduladores integrados exibiam uma largura de banda superior a 50GHz e tinham o potencial de operar a taxas de bits até 100 Gb/s. É provável que também sejam utilizados para sistemas coerentes.

2. Formato PSK

no caso do formato PSK, o fluxo de bits ópticos é gerado pela modulação da fase Φs na equação 2.1 enquanto a amplitude como e a frequência ω0 do portador óptico são mantidos constantes.

para PSK binário, a fase Φs leva dois valores, comumente escolhidos para ser 0 e π. A figura 2 acima mostra o formato binário PSK esquematicamente para um padrão de bits específico.

um aspecto interessante do formato PSK é que a intensidade óptica permanece constante durante todos os bits e o sinal parece ter uma forma CW. A detecção coerente é uma necessidade para PSK, pois toda a informação seria perdida se o sinal óptico fosse detectado diretamente sem misturá-lo com a saída de um oscilador local.

a implementação de PSK requer um modulador externo capaz de mudar a fase óptica em resposta a uma tensão aplicada. O mecanismo físico usado por tais moduladores é chamado eletrorefração. Qualquer Cristal electro-óptico com orientação adequada pode ser usado para modulação de fase.

um cristal LiNbO3 é comumente usado na prática. O projeto de moduladores de fase baseados em LiNbO3 é muito mais simples do que o de um modulador de amplitude como um interferômetro Mach-Zehnder não é mais necessário, e um único waveguide pode ser usado.

A mudança de fase δφ ocorrido enquanto o sinal de CW passa através de guia de onda está relacionado a mudanças no índice de δn pela simples relação

(Equação 2.2)

onde lm é o comprimento sobre o qual o índice de mudança é induzida pela tensão aplicada. A variação do Índice δn é proporcional à tensão aplicada, que é escolhida de tal forma que δφ = π. Assim, uma mudança de fase de π pode ser imposta sobre o portador óptico aplicando a tensão necessária para a duração de cada” 1 ” bit.Semicondutores também podem ser usados para fazer moduladores de fase, especialmente se uma estrutura multi-quântico (MQW) for usada. O efeito eletrorefração originado do efeito Stark de confinamento quântico é aprimorado para um projeto de poço quântico. Tais moduladores de fase MQW foram desenvolvidos e são capazes de operar a uma taxa de bits de até 40 Gb/s na faixa de comprimento de onda 1.3-1.6 um.

já em 1992, os dispositivos MQW tinham uma largura de banda de modulação de 20 GHz e eram necessários apenas 3,85 V para introduzir uma mudança de Fase π quando operados perto de 1,55 um. A tensão de operação foi reduzida para 2,8 V em um modulador de fase baseado no efeito de eletroabsorção em um waveguide MQW.

um conversor spot-size é às vezes integrado com o modulador de fase para reduzir as perdas de acoplamento. O melhor desempenho é alcançado quando um modulador de fase de semicondutores é integrado monoliticamente dentro do transmissor. Tais transmissores são bastante úteis para sistemas coerentes de ondas de luz.

o uso do formato PSK requer que a fase do suporte óptico permaneça estável para que a informação de fase possa ser extraída no receptor sem ambiguidade. Este requisito coloca uma condição rigorosa nos linewidths toleráveis do laser transmissor e do oscilador local.

a exigência de linewidth pode ser um pouco relaxada usando uma variante do formato PSK, conhecido como chave de fase diferencial (DPSK). No caso DPSK, a informação é codificada usando a diferença de fase entre dois bits vizinhos. Por exemplo, se φk representa a fase do bit kth, a diferença de fase Δφ = φk – φk-1 é alterada por π ou 0, dependendo se o bit kth é um bit 1 ou 0.

a vantagem da DPSK é que o sinal transmissível pode ser desmodulado com sucesso, desde que a fase portadora permaneça relativamente estável durante uma duração de dois bits.

3. FSK Format

In the case of FSK modulation, information is coded on the optical carrier by shifting the carrier frequency ω0 itself. Para um sinal digital binário, ω0 leva dois valores, ω0 + Δω e ω0-Δω, dependendo se um bit 1 ou 0 está sendo transmitido.

the shift Δf = Δω / 2π is called the frequency deviation. A quantidade 2Δf às vezes é chamada de espaçamento de Tom, pois representa o espaçamento de frequência entre 1 e 0 bits.

o campo óptico para o formato FSK pode ser escrito como

(equação 2.3)

em que os sinais + e – correspondem a 1 e 0 bits.

ao notar que o argumento do cosseno pode ser escrito como , o formato FSK também pode ser visto como um tipo de modulação PSK tal que a fase portadora aumenta ou diminui linearmente ao longo da duração do bit.

a escolha do desvio de frequência Δf depende da largura de banda disponível. A largura de banda total de um sinal FSK é dada aproximadamente por 2Δf + 2B, onde B é a taxa de bits.

quando Δf > > B, A largura de banda aproxima-se 2Δf e é quase independente da taxa de bits. Este caso é frequentemente referido como desvio-largo ou wideband FSK.

No caso oposto de Δf << B, chamado de estreito-desvio ou banda estreita FSK, a largura de banda abordagens 2B.

A relação ßFM = Δf/B, chamado de modulação de frequência (FM) índice serve para distinguir os dois casos, dependendo se ßFM >> 1 ou ßFM << 1.

a implementação da FSK requer moduladores capazes de mudar a frequência do sinal óptico incidente. Materiais eletro-ópticos como o LiNbO3 normalmente produzem um deslocamento de fase proporcional à tensão aplicada. Eles podem ser usados para FSK através da aplicação de um pulso de tensão triangular (tipo sawtooth), uma vez que uma mudança de fase linear corresponde a um deslocamento de frequência.

uma técnica alternativa faz uso da dispersão Bragg de ondas Acústicas. Tais moduladores são chamados de moduladores acouptic. Seu uso é um pouco pesado na forma de volume. No entanto, eles podem ser fabricados em forma compacta usando ondas acústicas de superfície em uma guia de onda de laje. A estrutura do dispositivo é semelhante à de um filtro acosto-óptico usado para aplicações de multiplexagem de divisão de comprimento de onda (WDM). A mudança de frequência máxima, se normalmente limitada a menos de 1 GHz para esses moduladores.

The simplest method of producing an FSK signal makes use of the direct-modulation capability of semiconductor lasers. Como discutido anteriormente, uma mudança na corrente operacional de um laser semicondutor leva a mudanças tanto na amplitude como na frequência da luz emitida. Em caso de pedido, a mudança de frequência ou o chilrear do pulso óptico emitido é indesejável. Mas o mesmo deslocamento de frequência pode ser usado para a vantagem para o propósito de FSK. Normalmente os valores das mudanças de frequência são ~ 1GHz/mA. Portanto, apenas uma pequena mudança na corrente operacional (~1mA) é necessária para produzir o sinal FSK. Tais mudanças atuais são pequenas o suficiente para que a amplitude não mude muito de bit para bit.

para efeitos de FSK, a resposta FM de um laser distribuído (DFB) deve ser plana sobre uma largura de banda igual à taxa de bits. Como se vê na Figura 3 abaixo, a maioria dos lasers DFB exibem um mergulho na sua resposta FM a uma frequência próxima de 1 MHz. A razão é que dois fenômenos físicos diferentes contribuem para o deslocamento de frequência quando a corrente do dispositivo é alterada. Mudanças no índice de refração, responsável pelo deslocamento de frequência, podem ocorrer por causa de um deslocamento de temperatura ou por causa de uma mudança na densidade do transportador. Os efeitos térmicos contribuem apenas para frequências de modulação de cerca de 1MHz por causa de sua resposta lenta. A resposta FM diminui na gama de frequências de 0,1-10MHz devido à contribuição térmica e a contribuição de densidade portadora ocorre em fases opostas.

várias técnicas podem ser usadas para tornar a resposta FM mais uniforme. Um circuito de equalização melhora a uniformidade, mas também reduz a eficiência de modulação. Outra técnica utiliza códigos de transmissão que reduzem os componentes de baixa frequência dos dados em que a distorção é mais elevada. Lasers DFB multi-seção foram desenvolvidos para realizar uma resposta FM uniforme. A figura 3 mostra a resposta FM de um laser DFB de duas secções. Não é apenas uniforme até cerca de 1 GHz, mas a sua eficiência de modulação é também elevada. Um desempenho ainda melhor é realizado usando lasers DBR de três secções.A resposta FM plana de 100 kHz a 15 GHz foi demonstrada em 1990 em tais lasers. Em 1995, o uso de lasers de gain-coupled, phase-shifted, DFB estendeu a gama de resposta FM uniforme de 10 kHz a 20 GHz. Quando FSK é realizado através de modulação direta, a fase portadora varia continuamente de bit a bit. Este caso é muitas vezes referido como fase contínua FSK (CPFSK). Quando o espaçamento de tonalidades 2Δf é escolhido para ser B / 2 (ßFM = 1/2), CPFSK é também chamado de chaveamento de deslocamento mínimo (MSK).

esquemas de desmodulação

como discutido acima, tanto a detecção homódina ou heteródina pode ser usada para converter o sinal óptico recebido em uma forma elétrica.

no caso da detecção homódina, o sinal óptico é desmodulado directamente para a varinha de base. Embora simples em termos de conceito, a detecção homódina é difícil de implementar na prática, uma vez que requer um oscilador local cuja frequência corresponde exactamente à frequência portadora e cuja fase está bloqueada ao sinal de entrada. Tal esquema de desmodulação é chamado síncrono e é essencial para a detecção homódina. Embora tenham sido desenvolvidos laços ópticos de bloqueio de fase para este fim, o seu uso é complicado na prática.

a detecção Heteródina simplifica o projeto do receptor, uma vez que nem o bloqueio óptico de fase nem a correspondência de frequência do oscilador local são necessários. No entanto, o sinal elétrico oscila rapidamente em frequências de microondas e deve ser desmodulado da banda de FI para o baseband usando técnicas semelhantes às desenvolvidas para sistemas de comunicação por microondas.

a desmodulação pode ser efectuada síncronamente ou assíncronamente. A demodulação assíncrona também é chamada incoerente na literatura de rádio-comunicação. Na literatura de comunicação óptica, o termo detecção coerente é usado em um sentido mais amplo. Um sistema de ondas de luz é chamado coerente, desde que ele usa um oscilador local, independentemente da técnica de desmodulação usada para converter o sinal IF para frequências de base.

vamos focar nos esquemas de demodulação síncrona e assíncrona para sistemas heteródinos.

1. Demodulação síncrona heteródina

a Figura 4 mostra um receptor heteródino síncrono esquematicamente. A corrente gerada no fotodíodo é passada através de um filtro de bandpass (BPF) centrado na frequência intermediária wIF. O filtrado actual na ausência de ruído pode ser escrito como

(Equação 3.1)

onde e φ = φLO −φs é a diferença de fase entre o oscilador local e o sinal. O ruído também é filtrado pelo BPF. Utilizando o em-fase e fora de fase de quadratura componentes do filtrado ruído Gaussiano, o ruído do receptor é incluído por meio de

(Equação 3.2)

onde ic e é são variáveis aleatórias Gaussianas de zero a média com variância σ2 dada pela Equação 1.9. Para a desmodulação síncrona, se (t) for multiplicado por cos(wIFt) e filtrado por um filtro passa-baixo. O sinal resultante da banda de base é

(equação 3.3)

em que os suportes de ângulo indicam filtragem de baixa passagem utilizada para rejeitar os componentes de corrente alternada que oscilam a 2wIF. Equação (3.3) mostra que apenas o componente de ruído em fase afeta o desempenho de receptores heteródinos síncronos.

a demodulação síncrona requer a recuperação do portador de microondas na FIF de frequência intermediária. Vários esquemas eletrônicos podem ser usados para este propósito, todos exigindo uma espécie de circuito elétrico de fase-locked. Dois loops comumente usados são o loop squaring e o loop Costas. Um laço quadrado usa um dispositivo de lei quadrada para obter um sinal da forma cos2 (wIFt) que tem um componente de frequência a 2wIF. Este componente pode ser usado para gerar um sinal de microondas na wIF.

2. A demodulação Heteródina assíncrona

Figura 5 apresenta um receptor heteródino assíncrono esquematicamente. Ele não requer a recuperação do suporte de microondas na frequência intermediária, resultando em um projeto de receptor muito mais simples. O sinal filtrado se(t) for convertido para a base utilizando um detector de envelope, seguido de um filtro passa-baixo.

o sinal recebido pelo circuito de decisão é apenas Id = |If |, onde se dá If por Eq. (3.2). Pode ser escrito como

(equação 3.4)

a principal diferença é que tanto os componentes de quadratura in fase e fora de fase do ruído do receptor afetam o sinal. O SNR é assim degradado em comparação com o caso da desmodulação síncrona. Como discutido, a degradação da sensibilidade resultante da redução da SNR é bastante pequena (cerca de 0,5 dB). Como os requisitos de estabilidade de fase são bastante modestos no caso da desmodulação assíncrona, este esquema é comumente usado para sistemas coerentes de ondas de luz.

the assynchronous heterodyne receiver shown in Fig. 5 requer modificações quando os formatos de modulação FSK e PSK são usados.

a Figura 6 apresenta dois esquemas de desmodulação. O receptor FSK de filtro duplo usa dois ramos separados para processar os 1 e 0 bits cujas frequências portadoras, e, portanto, as frequências intermediárias, são diferentes. O esquema pode ser usado sempre que o espaçamento de tons é muito maior do que as taxas de bits, de modo que os espectros de 1 e 0 bits têm sobreposição negligenciável (FSK de desvio largo). As duas BPFs têm suas frequências centrais separadas exatamente pelo espaçamento de tons de modo que cada BPF passa apenas 1 ou 0 bits.

o receptor FSK de filtro duplo pode ser pensado como dois receptores de filtro simples de pedido em paralelo cujas saídas são combinadas antes de alcançar o circuito de decisão. Um receptor de figo com filtro simples. pode ser usado para a demodulação FSK se sua largura de banda for escolhida para ser larga o suficiente para passar o fluxo de bits inteiro. O sinal é então processado por um discriminador de frequência para identificar 1 e 0 bits. Este esquema funciona bem apenas para FSK de desvio estreito, para o qual o espaçamento de tonalidades é inferior ou comparável à taxa de bits (ßFM ≤ 1).

demodulação assíncrona não pode ser usada no caso do formato PSK porque a fase do laser transmissor e do oscilador local não estão bloqueados e podem derivar com o tempo. No entanto, a utilização do formato DPSK permite a desmodulação assíncrona, utilizando o esquema de atrasos apresentado na Fig. 6 b).

a ideia é multiplicar o fluxo de bits recebido por uma réplica dele que foi adiada por um período de bits. O sinal resultante tem um componente de formulário cos(φk − φk−1), onde φk é a fase de k bits, que pode ser usado para recuperar o padrão de bits, já que as informações são codificadas na diferença de fase φk− φk−1. Tal esquema requer estabilidade de fase apenas sobre alguns bits e pode ser implementado usando lasers de semicondutores DFB. O esquema de delay-demodulation também pode ser usado para CPFSK. A quantidade de atraso, nesse caso, depende do espaçamento de tons e é escolhido de tal forma que a fase é deslocada Por π Para o sinal atrasado.