ce este sistemul de comunicare coerent Lightwave?

ce este modularea intensității cu detectarea directă (IM/DD)?

curent fibra optica lightwave sisteme de comunicare se bazează pe o schemă simplă de transmisie digitală în care un flux de biți electrice este utilizat pentru a modula intensitatea purtătorului optic, iar semnalul optic este detectat direct la o fotodiodă pentru ao converti la semnalul digital original în domeniul electric.

o astfel de schemă este denumită modulație de intensitate cu detectare directă (IM/DD).

ce este comunicarea optică coerentă?

spre deosebire de modulația intensității cu detectare directă (IM/DD), multe scheme alternative, bine cunoscute în contextul sistemelor de comunicații radio și microunde, transmit informații prin modularea frecvenței sau a fazei purtătorului optic și detectează semnalul transmis prin utilizarea tehnicilor de detectare homodyne sau sau heterodyne.

deoarece coerența de fază a purtătorului optic joacă un rol important în implementarea unor astfel de scheme, acestea sunt denumite tehnici de comunicare coerente, iar sistemele de comunicare cu fibră optică bazate pe acestea sunt numite sisteme coerente de undă de lumină.

tehnicile de comunicare coerente au fost explorate în anii 1980 și multe teste pe teren și-au stabilit fezabilitatea până în 1990.

De Ce Avem Nevoie De Sisteme Coerente De Unde Luminoase?

motivația din spatele utilizării tehnicilor de comunicare coerente este dublă.

1) sensibilitatea receptorului poate fi îmbunătățită cu până la 20dB în comparație cu sistemele IM/DD. O astfel de îmbunătățire permite o distanță de transmisie mult mai lungă (până la o distanță suplimentară de 100 km lângă 1,55 um) pentru aceeași cantitate de putere a emițătorului.

2) utilizarea detectării coerente permite o utilizare eficientă a lățimii de bandă a fibrelor. Multe canale pot fi transmise simultan pe aceeași fibră prin utilizarea multiplexării prin diviziune de frecvență (FDM) cu o distanță de canal de până la 1-10 GHz.

Concepte De Bază În Spatele Sistemelor Coerente De Unde Luminoase

1. Oscilator Local

ideea de bază din spatele sistemului coerent de unde luminoase este de a amesteca semnalul recepționat coerent cu un câmp optic cu undă continuă (CW) înainte de a fi incident pe fotodetector (așa cum se arată în Figura 1 de mai jos).

câmpul de undă continuă este generat local la receptor folosind un laser cu lățime îngustă, numit oscilator local (LO), un termen împrumutat din literatura radio și microunde.

pentru a vedea cum amestecarea semnalului recepționat cu un oscilator local poate îmbunătăți performanța receptorului, să scriem semnalul optic folosind notație complexă ca

(ecuație 1.1)

unde wo este frecvența purtătoare, la fel și amplitudinea, iar Inquxs este faza.

câmpul optic asociat oscilatorului local este dat de o expresie similară,

(ecuația 1.2)

unde ALO, wLO și UNQICLO reprezintă amplitudinea, frecvența și faza oscilatorului local, respectiv

notația scalară este utilizată atât pentru Es, cât și pentru ELO, după ce se presupune că cele două câmpuri sunt polarizate identic (problemele de polarizare-nepotrivire pot fi discutate mai târziu).

deoarece un fotodetector răspunde la intensitatea optică, puterea optică incidentă la fotodetector este dată de

P = K|Es+ELO|2

unde K este o constantă de proporționalitate.

Utilizarea SCM. (1.1 și 1.2), obținem

(ecuație 1.3)

unde

(ecuație 1.4)

frecvența

este cunoscută sub numele de frecvență intermediară (IF).

în cazul în care semnalul optic este demodulat în două etape, frecvența sa purtătoare este mai întâi convertită într-o frecvență intermediară vIF (de obicei 0,1-5GHz) înainte ca semnalul să fie demodulat în banda de bază.

nu este întotdeauna necesară utilizarea unei frecvențe intermediare. De fapt, există două tehnici de detectare coerente diferite din care să alegeți, în funcție de faptul dacă vIF este sau nu egal cu zero. Acestea sunt cunoscute sub numele de tehnici de detectare homodyne și heterodyne.

2. Detecție homodină

în această tehnică de detecție coerentă, Frecvența oscilatorului local wLO este selectată pentru a coincide cu frecvența purtătoare a semnalului, în așa fel încât WIF = 0.

din ecuația 1.3, fotocurentul (I=RP, unde R este receptivitatea detectorului) este dat de

(ecuația 1.5)

de obicei, OLP >> Ps și Ps + OLP OLP.

ultimul termen din ecuația 1.5 conține informațiile transmise și este utilizat de circuitul de decizie. Luați în considerare cazul în care faza de oscilator local este blocată la faza de semnal, astfel încât Xixt = XICLO. Semnalul homodyne este apoi dat de

(ecuație 1.6)

avantajele detectării Homodyne

principalul avantaj al detectării homodyne este evident din ecuația 1.6 dacă observăm că curentul semnalului în cazul detectării directe este dat de Idd(t) = RPs(t). Indicând puterea optică medie cu , puterea electrică medie este mărită cu un factor de cu utilizarea detectării homodine.

deoarece PLO poate fi făcută mult mai mare decât , accesoriu de putere poate depăși 20dB. Deși zgomotul împușcat este, de asemenea, îmbunătățit, se arată că detectarea homodyne îmbunătățește raportul semnal-zgomot (SNR) cu un factor mare.

un alt avantaj al detectării coerente este evident din ecuația 1.5. Deoarece ultimul termen din această ecuație conține în mod explicit faza semnalului, este posibil să se transmită informații prin modularea fazei sau frecvenței purtătorului optic. Detectarea directă nu permite modularea fazei sau frecvenței, deoarece toate informațiile despre faza semnalului sunt pierdute.

dezavantajul detectării Homodinei

un dezavantaj al detectării homodinei rezultă și din sensibilitatea sa de fază. Deoarece ultimul termen din ecuația 1.5 conține în mod explicit faza de oscilator local OICLO, în mod clar OICLO ar trebui controlată.

în mod ideal, centurile de siguranță și centurile de siguranță ar trebui să rămână constante, cu excepția modulării intenționate a centurilor de siguranță. În practică, atât Oqocts, cât și OQICLO fluctuează în timp într-o manieră aleatorie. Cu toate acestea, diferența lor – Okticlo poate fi forțată să rămână aproape constantă printr-o buclă optică blocată în fază.

implementarea, cum ar fi bucla, nu este simplă și face ca proiectarea receptoarelor optice homodyne să fie destul de complicată. În plus, potrivirea frecvențelor emițătorului și a oscilatorului local impune cerințe stricte asupra celor două surse optice. Aceste probleme pot fi depășite prin utilizarea detectării heterodine, așa cum s-a discutat în continuare.

3. Detectarea heterodinilor

în cazul detectării heterodinilor, Frecvența oscilatorului local wLO este aleasă pentru a diferi de frecvența purtătoare a semnalului, astfel încât frecvența intermediară wIF se află în regiunea microundelor (vif ~ 1 GHz). Folosind ecuația 1.3 împreună cu I = RP, fotocurentul este acum dat de

(ecuația 1.7)

deoarece PLO >> Ps în practică, termenul de curent continuu (dc) este aproape constant și poate fi îndepărtat cu ușurință folosind filtre de bandă. Semnalul heterodin este apoi dat de curent alternativ (ac) termen în ecuația 1.7 sau de

(ecuație 1.8)

Similar cu cazul detectării homodinei, informațiile pot fi transmise prin modulația amplitudinii, fazei sau frecvenței purtătorului optic. Mai important, oscilatorul local amplifică încă semnalul primit cu un factor mare, îmbunătățind astfel SNR.

cu toate acestea, îmbunătățirea SNR este mai mică cu un factor de 2 (sau cu 3dB) comparativ cu cazul homodyne. Această reducere este denumită pedeapsa de detectare heterodină.

originea penalizării 3dB poate fi văzută luând în considerare puterea semnalului (proporțională cu pătratul curentului). Din cauza naturii ac a Iac, puterea medie a semnalului este redusă cu un factor de 2 atunci când este medie pe un ciclu complet la frecvența intermediară (reamintim că media cos2 inqut este de 1/2).

avantajele detectării Heterodine

avantajul obținut în detrimentul penalizării 3dB este că designul receptorului este simplificat considerabil, deoarece nu mai este necesară o buclă optică blocată în fază.

fluctuațiile atât ale sistemelor de transmisie, cât și ale sistemelor de transmisie, trebuie încă controlate folosind lasere semiconductoare cu lățime de linie îngustă pentru ambele surse optice. Cu toate acestea, cerințele de lățime de linie sunt destul de moderate atunci când se utilizează o schemă de demodulare asincronă. Această caracteristică face ca schema de detectare heterodină să fie destul de potrivită pentru implementarea practică în sisteme coerente de unde luminoase.

4. Raportul semnal-zgomot

avantajul detectării coerente pentru sistemele cu unde luminoase poate fi mai cantitativ luând în considerare SNR-ul curentului receptorului.

curentul receptorului fluctuează din cauza zgomotului împușcat și a zgomotului termic. Varianța de fluctuație a curentului este obținută prin adăugarea celor două contribuții astfel încât

(ecuație 1.9)

unde

(ecuația 1.10)

curentul I în ecuația 1.10 Este fotocurentul total generat la detector și este dat de ecuația 1.5 sau 1.7, în funcție de utilizarea detectării homodine sau heterodine. În practică, PLO >> Ps și i în ecuația 1.10 pot fi înlocuite cu termenul dominant RPLO pentru ambele cazuri.

SNR se obține prin împărțirea puterii medii a semnalului la puterea medie de zgomot. În cazul heterodyne, este dat de

(ecuația 1.11)

în cazul homodyne, SNR-ul este mai mare cu un factor de 2 Dacă presupunem că Inqux = OQICLO în ecuația 1.5.

principalul avantaj al detectării coerente poate fi văzut din ecuația 1.11. Deoarece PLO-ul de putere al oscilatorului local poate fi controlat la receptor, acesta poate fi suficient de mare încât zgomotul receptorului să fie dominat de zgomotul împușcat. Mai precis, când

(ecuație 1.12)

în aceleași condiții, contribuțiile curentului întunecat la zgomotul împușcat sunt neglijabile (Id << RPLO). SNR este apoi dat de

(ecuație 1.13)

unde R = nq / hv.

utilizarea detectării coerente permite atingerea limitei de zgomot de fotografiere chiar și pentru receptoarele p-i-n a căror performanță este în general limitată de zgomotul termic. Mai mult, spre deosebire de cazul receptoarelor de fotodiodă avalanșă (APD), această limită este realizată fără a adăuga zgomot excesiv de fotografiere.

este util să exprimați SNR în ceea ce privește numărul de fotoni, Np, primiți într-un singur bit. La rata de biți B, puterea semnalului este legată de Np ca . În Mod Tipic, În Conformitate Cu Art. Prin utilizarea acestor valori și

în ecuația 1.13, SNR este dat de o expresie simplă

(ecuație 1.14)

în cazul detectării homodine, SNR este mai mare cu un factor de 2 și este dat de SNR = 4nnp. Există mai multe discuții cu privire la dependența REC de SNR și arată modul în care sensibilitatea receptorului este îmbunătățită prin utilizarea detectării coerente.

formate de modulare

după cum am spus mai devreme, un avantaj important al utilizării tehnicilor de detectare coerente este că atât amplitudinea, cât și faza semnalului optic recepționat pot fi detectate și măsurate. Această caracteristică deschide posibilitatea de a trimite informații prin modularea fie a amplitudinii, fie a fazei sau a frecvenței unui purtător optic.

în cazul sistemelor de comunicații digitale, cele trei posibilități dau naștere la trei formate de modulare cunoscute sub numele de tastare cu schimbare de amplitudine (ASK), tastare cu schimbare de fază (PSK) și tastare cu schimbare de frecvență (FSK).

Figura 2 de mai jos prezintă schematic cele trei formate de modulare pentru un anumit model de biți.

1. ASK Format

câmpul electric asociat cu un semnal optic poate fi scris ca

(ecuația 2.1)

În caz de CEARĂ format, Ca amplitudine este modulată în timp ce păstrarea ω0 și Φs constantă. Pentru modulația digitală binară, As ia una din cele două valori fixe în fiecare perioadă de biți, în funcție de transmiterea a 1 sau 0 biți.

în cele mai multe situații practice, As este setat la zero în timpul transmisiei de 0 biți. Formatul ASK este apoi numit On-off keying (OOK) și este identic cu schema de modulare utilizată în mod obișnuit pentru noncoerent (IM/DD) digital lightwave sisteme.

implementarea ASK for coerent systems diferă de cazul sistemelor de detectare directă într-un aspect important. În timp ce fluxul de biți optici pentru sistemele de detectare directă poate fi generat prin modularea directă a unei diode emițătoare de lumină (LED) sau a unui laser semiconductor, modularea externă este necesară pentru sistemele de comunicații coerente.

motivul din spatele acestei necesități este legat de schimbările de fază care apar invariabil atunci când amplitudinea As (sau puterea) este modificată prin modularea curentului aplicat unui laser semiconductor. Pentru sistemele IM/DD, astfel de modificări de fază neintenționate nu sunt văzute de detector (deoarece detectorul răspunde doar la puterea optică) și nu prezintă o preocupare majoră, cu excepția penalizării de putere indusă de ciripit.

situația este cu totul diferită în cazul sistemelor coerente, unde răspunsul detectorului depinde de faza semnalului recepționat. Punerea în aplicare a formatului ASK pentru sisteme coerente necesită ca faza Cqua să rămână aproape constantă. Acest lucru se realizează prin operarea continuă a laserului semiconductor la un curent constant și modularea ieșirii sale prin utilizarea unui modulator extern.

deoarece toți modulatorii externi au unele pierderi de inserție, o penalizare de putere apare ori de câte ori este utilizat un modulator extern; poate fi redus la sub 1DB pentru modulatorii integrați monolitic.

un modulator extern utilizat în mod obișnuit utilizează ghiduri de undă LiNbO3 într-o configurație Mach-Zehnder (MZ). Performanța modulatorilor externi este cuantificată prin raportul on-off (numit și raportul de extincție) și lățimea de bandă de modulare. Modulatoarele LiNbO3 oferă un raport on-off mai mare de 20 și pot fi modulate la viteze de până la 75ghz. Tensiunea de conducere este de obicei 5V, dar poate fi redusă la 3V cu un design adecvat.

alte materiale pot fi, de asemenea, utilizate pentru a face modulatoare externe. De exemplu, un modulator polimeric electro-optic MZ a necesitat doar 1,8 V pentru deplasarea fazei unui semnal de 1,55 um cu centict într-unul din brațele interferometrului MZ.

modulatoarele de Electroabsorbție, realizate folosind semiconductori, sunt adesea preferate deoarece nu necesită utilizarea unui interferometru și pot fi integrate monolitic cu laserul. Transmițătoarele optice cu un modulator integrat de electroabsorbție capabil să moduleze la 10 Gb/s au fost disponibile din 1999 și sunt utilizate în mod obișnuit pentru sistemele de unde luminoase IM / DD. Astfel de modulatori integrați au prezentat o lățime de bandă mai mare de 50ghz și au potențialul de a funcționa la rate de biți de până la 100 Gb/s. este probabil să fie folosiți și pentru sisteme coerente.

2. Format PSK

în cazul formatului PSK, fluxul de biți optici este generat prin modularea fazei Xqua în ecuația 2.1, în timp ce amplitudinea As și frecvența xqua 0 a purtătorului optic sunt menținute constante.

pentru PSK binar, Faza XQC ia două valori, alese în mod obișnuit să fie 0 și XQC. Figura 2 de mai sus prezintă schematic formatul binar PSK pentru un anumit model de biți.

un aspect interesant al formatului PSK este că intensitatea optică rămâne constantă în timpul tuturor biților și semnalul pare să aibă o formă CW. Detectarea coerentă este o necesitate pentru PSK, deoarece toate informațiile s-ar pierde dacă semnalul optic ar fi detectat direct fără a-l amesteca cu ieșirea unui oscilator local.

implementarea PSK necesită un modulator extern capabil să schimbe faza optică ca răspuns la o tensiune aplicată. Mecanismul fizic utilizat de astfel de modulatori se numește electrorefracție. Orice cristal electro-optic cu orientare adecvată poate fi utilizat pentru modularea fazei.

un cristal LiNbO3 este frecvent utilizat în practică. Proiectarea modulatoarelor de fază bazate pe LiNbO3 este mult mai simplă decât cea a unui modulator de amplitudine, deoarece nu mai este necesar un interferometru Mach-Zehnder și poate fi utilizat un singur ghid de undă.

schimbarea de fază care are loc în timp ce semnalul CW trece prin ghidul de undă este legată de schimbarea indicelui de către relația simplă

(ecuație 2.2)

unde lm este lungimea peste care schimbarea indicelui este indusă de tensiunea aplicată. Variația indicelui de la SEC este proporțională cu tensiunea aplicată, care este aleasă astfel încât sec = sec. Astfel, o schimbare de fază a lui XV poate fi impusă purtătorului optic prin aplicarea tensiunii necesare pe durata fiecărui bit “1”.

semiconductorii pot fi, de asemenea, utilizați pentru a face modulatori de fază, mai ales dacă se utilizează o structură multi-cuantică (MQW). Efectul de electrorefracție provenit din efectul Stark quantum-confinement este îmbunătățit pentru un design cuantic. Astfel de modulatoare de fază MQW au fost dezvoltate și sunt capabile să funcționeze la o rată de biți de până la 40 Gb/s în intervalul de lungime de undă 1,3-1,6 um.

deja în 1992, dispozitivele MQW aveau o lățime de bandă de modulare de 20 GHz și necesitau doar 3,85 v pentru introducerea unei schimbări de fază de la suta atunci când funcționau aproape de 1,55 um. Tensiunea de funcționare a fost redusă la 2,8 V într-un modulator de fază bazat pe efectul de electroabsorbție într-un ghid de undă MQW.

un convertor de dimensiune spot este uneori integrat cu modulatorul de fază pentru a reduce pierderile de cuplare. Cea mai bună performanță este obținută atunci când un modulator de fază semiconductor este integrat monolitic în emițător. Astfel de emițătoare sunt destul de utile pentru sisteme coerente de undă de lumină.

utilizarea formatului PSK necesită ca faza purtătorului optic să rămână stabilă, astfel încât informațiile de fază să poată fi extrase la receptor fără ambiguitate. Această cerință pune o condiție strictă pe lățimile de linie tolerabile ale laserului emițător și ale oscilatorului local.

cerința lățimii de linie poate fi oarecum relaxată folosind o variantă a formatului PSK, cunoscută sub numele de tastare diferențială cu schimbare de fază (dpsk). În cazul DPSK, informațiile sunt codificate utilizând diferența de fază dintre doi biți vecini. De exemplu, dacă φk reprezintă faza de kth pic, diferența de fază Δφ = φk – φk-1 este schimbat de π sau 0, în funcție de faptul dacă kth bit este 1 sau 0 pic.

avantajul DPSK este că semnalul de transmisie poate fi demodulat cu succes atâta timp cât faza purtătoare rămâne relativ stabilă pe o durată de doi biți.

3. Format FSK

în cazul modulației FSK, informațiile sunt codificate pe suportul optic prin schimbarea frecvenței purtătoare a frecvenței de transmisie (INX) 0. Pentru un semnal digital binar, cifra de afaceri de 1 sau 0 biti este de doua valori, respectiv de 1 sau 0 biti.

tura de schimbare a frecvenței, numită deviația frecvenței. Cantitatea de 2 XFT este uneori numită spațiere ton, deoarece reprezintă distanța de frecvență între 1 și 0 biți.

câmpul optic pentru formatul FSK poate fi scris ca

(ecuație 2.3)

unde + și-semnele corespund la 1 și 0 biți.

observând că argumentul cosinusului poate fi scris ca , formatul FSK poate fi privit și ca un fel de modulare PSK, astfel încât faza purtătoare crește sau scade liniar pe durata bitului.

alegerea deviației de frecvență a modelului depinde de lățimea de bandă disponibilă. Lățimea de bandă totală a unui semnal FSK este dată aproximativ de 2 centif + 2b, unde B este rata de biți.

când se apropie de 2, lățimea de bandă se apropie de 2 și este aproape independentă de rata de biți. Acest caz este adesea denumit deviație largă sau bandă largă FSK.

în cazul opus al indicelui de modulare a frecvenței (FM), numit FSK cu deviație îngustă sau cu bandă îngustă, lățimea de bandă se apropie de 2B.

raportul de modulație a frecvenței (FM), servește pentru a distinge cele două cazuri, în funcție de faptul dacă sunt sau nu de tipul de modulare a frecvenței (FM) sau de tipul de modulare a frecvenței (1207>>1 sau de tipul de frecvență (1607> <1).

implementarea FSK necesită modulatori capabili să schimbe frecvența semnalului optic incident. Materialele Electro-optice, cum ar fi LiNbO3, produc în mod normal o schimbare de fază proporțională cu tensiunea aplicată. Acestea pot fi utilizate pentru FSK prin aplicarea unui impuls de tensiune triunghiular (asemănător cu dinții de fierăstrău), deoarece o schimbare de fază liniară corespunde unei schimbări de frecvență.

o tehnică alternativă folosește împrăștierea Bragg din undele acustice. Astfel de modulatori se numesc modulatori acusto-optici. Utilizarea lor este oarecum greoaie în forma în vrac. Cu toate acestea, ele pot fabricate în formă compactă, folosind valuri acustice de suprafață pe un ghid de undă lespede. Structura dispozitivului este similară cu cea a unui filtru acusto-optic utilizat pentru multiplexarea diviziunii lungimii de undă (WDM) aplicații. Schimbarea maximă a frecvenței dacă este de obicei limitată la sub 1 GHz pentru astfel de modulatori.

cea mai simplă metodă de producere a unui semnal FSK folosește capacitatea de modulare directă a laserelor semiconductoare. După cum sa discutat anterior, o modificare a curentului de funcționare al unui laser semiconductor duce la modificări atât în amplitudinea, cât și în frecvența luminii emise. În cazul ASK, schimbarea frecvenței sau ciripitul pulsului optic EMIS este nedorită. Dar aceeași schimbare de frecvență poate fi utilizată în avantajul FSK. De obicei, valorile schimbărilor de frecvență sunt ~ 1GHz/mA. Prin urmare, este necesară doar o mică modificare a curentului de funcționare (~1mA) pentru producerea semnalului FSK. Astfel de modificări actuale sunt suficient de mici încât amplitudinea să nu se schimbe prea mult de la bit la bit.

în scopul FSK, răspunsul FM al unui laser cu feedback distribuit (DFB) ar trebui să fie plat pe o lățime de bandă egală cu rata de biți. După cum se vede în Figura 3 de mai jos, majoritatea laserelor DFB prezintă o scădere a răspunsului FM la o frecvență apropiată de 1 MHz. Motivul este că două fenomene fizice diferite contribuie la schimbarea frecvenței atunci când curentul dispozitivului este schimbat. Modificările indicelui de refracție, responsabile de schimbarea frecvenței, pot apărea fie din cauza unei schimbări de temperatură, fie din cauza unei modificări a densității purtătorului. Efectele termice contribuie numai până la frecvențe de modulare de aproximativ 1MHz din cauza răspunsului lor lent. Răspunsul FM scade în intervalul de frecvență 0.1 – 10MHz din cauza contribuției termice și contribuția purtătorului-densitate apar cu faze opuse.

mai multe tehnici pot fi folosite pentru a face răspunsul FM mai uniform. Un circuit de egalizare îmbunătățește uniformitatea, dar reduce și eficiența modulației. O altă tehnică folosește coduri de transmisie care reduc componentele de joasă frecvență ale datelor în care distorsiunea este cea mai mare. Laserele DFB cu mai multe secțiuni au fost dezvoltate pentru a realiza un răspuns FM uniform. Figura 3 prezintă răspunsul FM al unui laser DFB cu două secțiuni. Nu este doar uniformă până la aproximativ 1 GHz, dar eficiența sa de modulare este, de asemenea, ridicată. Chiar și o performanță mai bună se realizează prin utilizarea laserelor DBR cu trei secțiuni.

răspunsul FM plat de la 100 kHz la 15 GHz a fost demonstrat în 1990 în astfel de lasere. Până în 1995, utilizarea laserelor DFB cuplate cu câștig, cu schimbare de fază, a extins gama de răspuns FM uniform de la 10 kHz la 20 GHz. Când FSK este efectuat prin modulare directă, faza purtătoare variază continuu de la bit la bit. Acest caz este adesea denumit FSK în fază continuă (CPFSK). Atunci când distanța tonului 2 0tff este aleasă pentru a fi B/2 (0tff = 1/2), CPFSK este, de asemenea, numit minim-shift keying (MSK).

scheme de demodulare

după cum sa discutat mai sus, detectarea homodyne sau heterodyne poate fi utilizată pentru a converti semnalul optic primit într-o formă electrică.

în cazul detectării homodyne, semnalul optic este demodulat direct pe banda de bază. Deși simplu în concept, detectarea homodyne este dificil de implementat în practică, deoarece necesită un oscilator local a cărui frecvență se potrivește exact cu frecvența purtătoare și a cărei fază este blocată la semnalul de intrare. O astfel de schemă de demodulare se numește sincronă și este esențială pentru detectarea homodinei. Deși în acest scop au fost dezvoltate bucle optice blocate în fază, utilizarea lor este complicată în practică.

detectarea Heterodină simplifică proiectarea receptorului, deoarece nu este necesară nici blocarea fazei optice, nici potrivirea frecvenței oscilatorului local. Cu toate acestea, semnalul electric oscilează rapid la frecvențe cu microunde și trebuie demodulat de la banda IF la banda de bază folosind tehnici similare cu cele dezvoltate pentru sistemele de comunicații cu microunde.

demodularea poate fi efectuată fie sincron, fie asincron. Demodularea asincronă este, de asemenea, numită incoerentă în literatura de comunicare radio. În literatura de comunicare optică, termenul de detectare coerentă este utilizat într-un sens mai larg. Un sistem de unde luminoase se numește coerent atâta timp cât folosește un oscilator local, indiferent de tehnica de demodulare utilizată pentru a converti semnalul IF în frecvențe de bandă de bază.

ne vom concentra pe schemele de demodulare sincrone și asincrone pentru sistemele heterodine.

1. Demodulare sincronă heterodină

Figura 4 prezintă schematic un receptor heterodin sincron. Curentul generat la fotodiodă este trecut printr-un filtru de bandă (BPF) centrat la frecvența intermediară wIF. Filtrate actual în absența zgomotului poate fi scris ca

(Ecuația 3.1)

unde și φ = φLO −φs este diferența de fază între semnalul de oscilator local și semnalul. Zgomotul este, de asemenea, filtrat de BPF. Folosind componentele cuadratură în fază și în afara fazei ale zgomotului Gaussian filtrat, zgomotul receptorului este inclus prin

(ecuație 3.2)

unde ic și is sunt variabile aleatoare gaussiene de medie zero cu varianța inqut2 dată de ecuația 1.9. Pentru demodularea sincronă, If(t) este înmulțit cu cos (wIFt) și filtrat de un filtru trece-jos. Semnalul de bandă de bază rezultat este

(ecuație 3.3)

unde parantezele unghiulare denotă filtrarea low-pass utilizată pentru respingerea componentelor ac oscilante la 2wif. Ecuația (3.3) arată că numai componenta de zgomot în fază afectează performanța receptoarelor heterodine sincrone.

demodularea sincronă necesită recuperarea purtătorului de microunde la frecvența intermediară wIF. În acest scop pot fi utilizate mai multe scheme electronice, toate necesitând un fel de buclă electrică blocată în fază. Două bucle utilizate în mod obișnuit sunt bucla pătrată și bucla Costas. O buclă pătrată folosește un dispozitiv cu drept pătrat pentru a obține un semnal al formei cos2(wIFt) care are o componentă de frecvență la 2wIF. Această componentă poate fi utilizată pentru a genera un semnal cu microunde la wIF.

2. Demodularea asincronă heterodină

Figura 5 de mai jos prezintă schematic un receptor heterodin asincron. Nu necesită recuperarea purtătorului de microunde la frecvența intermediară, rezultând un design mult mai simplu al receptorului. Semnalul filtrat If (t) este convertit în banda de bază utilizând un detector de plicuri, urmat de un filtru trece-jos.

semnalul primit de circuitul de decizie este doar Id = / If/, unde If este dat de Eq. (3.2). Poate fi scris ca

(ecuația 3.4)

principala diferență este că atât componentele cuadratură în fază, cât și în afara fazei zgomotului receptorului afectează semnalul. SNR este astfel degradat în comparație cu cazul demodulării sincrone. După cum sa discutat, degradarea sensibilității rezultată din SNR redus este destul de mică (aproximativ 0,5 dB). Deoarece cerințele de stabilitate a fazei sunt destul de modeste în cazul demodulării asincrone, această schemă este utilizată în mod obișnuit pentru sisteme coerente de unde luminoase.

receptorul heterodin asincron prezentat în Fig. 5 necesită modificări atunci când sunt utilizate formatele de modulare FSK și PSK.

Figura 6 prezintă două scheme de demodulare. Receptorul cu filtru dual FSK folosește două ramuri separate pentru a procesa biții 1 și 0 ale căror frecvențe purtătoare și, prin urmare, frecvențele intermediare, sunt diferite. Schema poate fi utilizată ori de câte ori distanța tonului este mult mai mare decât ratele de biți, astfel încât spectrele de 1 și 0 biți să aibă o suprapunere neglijabilă (deviație largă FSK). Cele două BPF-uri au frecvențele lor centrale separate exact de spațierea tonului, astfel încât fiecare BPF să treacă doar 1 sau 0 biți.

receptorul FSK cu filtru dublu poate fi gândit ca două receptoare ask cu un singur filtru în paralel ale căror ieșiri sunt combinate înainte de a ajunge la circuitul de decizie. Un receptor cu un singur filtru din Fig. poate fi folosit pentru demodularea FSK dacă lățimea sa de bandă este aleasă pentru a fi suficient de largă pentru a trece întregul flux de biți. Semnalul este apoi procesat de un discriminator de frecvență pentru a identifica 1 și 0 biți. Această schemă funcționează bine numai pentru FSK cu deviație îngustă, pentru care distanța dintre tonuri este mai mică sau comparabilă cu rata de biți (xvfm 1).

demodularea asincronă nu poate fi utilizată în cazul formatului PSK, deoarece faza laserului emițător și oscilatorul local nu sunt blocate și pot deriva cu timpul. Cu toate acestea, utilizarea formatului DPSK permite demodularea asincronă utilizând schema de întârziere prezentată în Fig. 6(b).

ideea este de a multiplica fluxul de biți primit cu o replică a acestuia care a fost întârziată cu o perioadă de biți. Semnalul rezultat are o componentă a formei cos (x-x-x-x-1), Unde X− X este faza k−ului bit, care poate fi utilizată pentru a recupera modelul de biți, deoarece informațiile sunt codificate în diferența de fază x-x-x-x-1. O astfel de schemă necesită stabilitate de fază doar pe câțiva biți și poate fi implementată prin utilizarea laserelor semiconductoare DFB. Schema de demodulare cu întârziere poate fi utilizată și pentru CPFSK. Cantitatea de întârziere în acest caz depinde de spațierea tonului și este aleasă astfel încât faza să fie deplasată cu centimetrul pentru semnalul întârziat.