Vad är sammanhängande Lightwave kommunikationssystem?

Vad är Intensitetsmodulering med Direktdetektering (IM / DD)?

nuvarande Fiberoptiska ljusvågkommunikationssystem är baserade på ett enkelt digitalt överföringsschema där en elektrisk bitström används för att modulera intensiteten hos den optiska bäraren och den optiska signalen detekteras direkt vid en fotodiod för att konvertera den till den ursprungliga digitala signalen i den elektriska domänen.

ett sådant system kallas intensitetsmodulering med direkt detektion (IM/DD).

Vad är koherent optisk kommunikation?

i motsats till intensitetsmodulering med direktdetektering (IM/DD) överför många alternativa system, välkända inom ramen för radio-och mikrovågskommunikationssystem, information genom att modulera frekvensen eller fasen hos den optiska bäraren och detektera den överförda signalen med hjälp av homodyne eller eller heterodyne detektionstekniker.

eftersom faskoherensen hos den optiska bäraren spelar en viktig roll vid genomförandet av sådana system kallas de koherenta kommunikationstekniker, och de Fiberoptiska kommunikationssystemen baserade på dem kallas koherenta ljusvågsystem.

sammanhängande kommunikationstekniker undersöktes under 1980-talet, och många fältförsök fastställde deras genomförbarhet 1990.

Varför Behöver Vi Sammanhängande Ljusvågssystem?

motivationen bakom att använda de sammanhängande kommunikationsteknikerna är tvåfaldig.

1) mottagarens känslighet kan förbättras med upp till 20 dB jämfört med IM/DD-system. En sådan förbättring möjliggör mycket längre överföringsavstånd (upp till ytterligare 100 km nära 1,55 um) för samma mängd sändareffekt.

2) användningen av sammanhängande detektering möjliggör en effektiv användning av fiberbandbredd. Många kanaler kan överföras samtidigt över samma fiber genom att använda frekvensdelningsmultiplexering (FDM) med ett kanalavstånd så litet som 1-10 GHz.

Grundläggande Begrepp Bakom Sammanhängande Ljusvågssystem

1. Lokal Oscillator

grundtanken bakom koherent lightwave-system är att blanda den mottagna signalen koherent med ett kontinuerligt våg (CW) optiskt fält innan det infaller på fotodetektorn (som visas i Figur 1 nedan).

det kontinuerliga vågfältet genereras lokalt vid mottagaren med hjälp av en smal linjebredd laser, kallad lokal oscillator (LO), en term som lånas från radio-och mikrovågslitteraturen.

för att se hur blandning av den mottagna signalen med en lokal oscillator kan förbättra mottagarens prestanda, låt oss skriva den optiska signalen med komplex notation som

(ekvation 1.1)

där wo är bärarfrekvensen, liksom amplituden, och Aucbs är fasen.

det optiska fältet associerat med lokaloscillatorn ges av ett liknande uttryck,

(ekvation 1.2)

där ALO, wLO och ACGUILLO representerar amplituden, frekvensen och fasen hos den lokala oscillatorn, respektive

skalärnotationen används för både Es och ELO efter att ha antagit att de två fälten är identiskt polariserade (polarisation-mismatch-problem kan diskuteras senare).

eftersom en fotodetektor svarar på den optiska intensiteten ges den optiska effekten vid fotodetektorn av

P = K|Es+ELO|2

där K är en proportionalitetskonstant.

Använda Miljökvalitetsnormer. (1.1 och 1.2) får vi

(ekvation 1.3)

där

(ekvation 1.4)

frekvensen

är känd som intermediate frequency (IF).

när 20 WLO WLO, den optiska signalen demoduleras i två steg, dess Bärfrekvens omvandlas först till en mellanfrekvens vIF (typiskt 0,1-5 GHz) innan signalen demoduleras till basbandet.

det är inte alltid nödvändigt att använda en mellanfrekvens. Faktum är att det finns två olika sammanhängande detekteringstekniker att välja mellan, beroende på om vIF är lika med noll eller inte. De är kända som homodyne och heterodyne detektionstekniker.

2. Homodyne Detection

i denna koherent-detektionsteknik, den lokala oscillator frekvens WLO väljs för att sammanfalla med signal-bärarfrekvensen 20 så att wIF = 0.

från ekvation 1.3 ges fotokurrenten (i=RP, där R är detektorns responsivitet) av

(ekvation 1.5)

typiskt, PLO > > Ps, och Ps + PLO POV PLO.

den sista termen i ekvation 1.5 innehåller den överförda informationen och används av beslutskretsen. Tänk på det fall där lokaloscillatorfasen är låst till signalfasen så att https: / / a = USUKLO. Homodyne-signalen ges sedan av

(ekvation 1.6)

fördelar med Homodyne Detection

den största fördelen med homodyne detection framgår av ekvation 1.6 om vi noterar att signalströmmen i direktdetekteringsfallet ges av Idd(t) = RPs(t). Betecknar den genomsnittliga optiska effekten med , den genomsnittliga elektriska effekten ökas med en faktor med användning av homodyne detektion.

eftersom PLO kan göras mycket större än kan effektförbättringen överstiga 20dB. Även om skottbrus också förbättras visas det att homodyne-detektering förbättrar signal-brusförhållandet (SNR) med en stor faktor.

en annan fördel med koherent detektering framgår av ekvation 1.5. Eftersom den sista termen i denna ekvation uttryckligen innehåller signalfasen är det möjligt att överföra information genom att modulera den optiska bärarens fas eller frekvens. Direkt detektering tillåter inte fas-eller frekvensmodulering, eftersom all information om signalfasen går förlorad.

nackdel med Homodyne Detection

en nackdel med homodyne detection resulterar också från dess faskänslighet. Eftersom den sista termen i ekvation 1.5 innehåller LOKALOSCILLATORFASEN ACGUILLO uttryckligen, bör tydligt ACGUILLO kontrolleras.

helst bör det vara konstant med undantag för avsiktlig modulering av det. I praktiken fluktuerar både Aucluslo och UCLUSLO med tiden på ett slumpmässigt sätt. Men deras skillnad kan vara tvungen att förbli nästan konstant genom en optisk faslåst slinga.

genomförandet av såsom loop är inte enkel och gör utformningen av optiska homodyne mottagare ganska komplicerat. Dessutom ställer matchning av sändarens och lokaloscillatorns frekvenser stränga krav på de två optiska källorna. Dessa problem kan övervinnas genom användning av heterodyne detektion, som diskuteras nästa.

3. Heterodyne Detection

i fallet med heterodyne detection lokal-oscillator frekvens WLO väljs för att skilja sig från signal-bärarfrekvensen 20 så att mellanfrekvensen wIF är i mikrovågsområdet (vIF ~ 1 GHz). Med hjälp av ekvation 1.3 tillsammans med I = RP ges fotokurrenten nu av

(ekvation 1.7)

eftersom PLO > > Ps i praktiken är likström (dc) termen nästan konstant och kan enkelt avlägsnas med bandpassfilter. Heterodynsignalen ges sedan av växelström (ac) term i ekvation 1.7 eller av

(ekvation 1.8)

i likhet med fallet med homodyne-detektering kan information överföras genom amplitud -, fas-eller frekvensmodulering av den optiska bäraren. Ännu viktigare förstärker den lokala oscillatorn fortfarande den mottagna signalen med en stor faktor, vilket förbättrar SNR.

SNR-förbättringen är dock lägre med en faktor 2 (eller med 3dB) jämfört med homodyne-fallet. Denna minskning kallas heterodyne-detection straff.

ursprunget för 3dB-straffet kan ses genom att överväga signalkraften (proportionell mot kvadraten på strömmen). På grund av ac-karaktären hos Iac reduceras den genomsnittliga signaleffekten med en faktor 2 när är i genomsnitt över en hel cykel vid mellanfrekvensen (kom ihåg att genomsnittet av COS2-2xbg är 1/2).

fördelar med Heterodyne Detection

fördelen som uppnås på bekostnad av 3dB-straffet är att mottagarens design förenklas avsevärt eftersom en optisk faslåst slinga inte längre behövs.

fluktuationerna i både usci och usci måste fortfarande kontrolleras med hjälp av halvledarlasrar med smal linjebredd för båda optiska källorna. Linjebreddskraven är dock ganska måttliga när ett asynkront demoduleringsschema används. Denna funktion gör heterodyne-detektionsschemat ganska lämpligt för praktisk implementering i sammanhängande ljusvågssystem.

4. Signal-brusförhållande

fördelen med koherent detektering för lightwave-system kan göras mer kvantitativ genom att beakta SNR för mottagarens ström.

mottagarströmmen fluktuerar på grund av skottbrus och termiskt brus. Variansen 20 av nuvarande fluktuation erhålls genom att lägga till de två bidragen så att

(ekvation 1.9)

där

(ekvation 1.10)

strömmen I i ekvation 1.10 är den totala fotokurrenten som genereras vid detektorn och ges genom ekvation 1.5 eller 1.7, beroende på om homodyne eller heterodyne detektion används. I praktiken kan PLO >> Ps och I i ekvation 1.10 ersättas med den dominerande termen RPLO för båda fallen.

SNR erhålls genom att dividera den genomsnittliga signaleffekten med den genomsnittliga bruseffekten. I heterodyne-fallet ges det av

(ekvation 1.11)

i homodyne-fallet är SNR större med en faktor 2 om vi antar att sackaros = sackaros i ekvation 1.5.

den största fördelen med koherent detektering kan ses från ekvation 1.11. Eftersom local-oscillator power PLO kan styras vid mottagaren kan den göras tillräckligt stor för att mottagarens brus domineras av skottbrus. Mer specifikt, när

(ekvation 1.12)

under samma förhållanden är de mörka nuvarande Bidragen till skottbruset försumbar (Id << RPLO). SNR ges sedan av

(ekvation 1.13)

där R = nq / hv.

användningen av koherent detektering gör att man kan uppnå skottbrusgränsen även för p-i-n-mottagare vars prestanda i allmänhet begränsas av termiskt brus. Dessutom, i motsats till fallet med lavinfotodiod (APD) mottagare, realiseras denna gräns utan att lägga till något överskott av skottbrus.

det är användbart att uttrycka SNR när det gäller antalet fotoner, Np, mottagna inom en enda bit. Vid bithastigheten B är signalkraften relaterad till Np som . Typiskt, B/2. Genom att använda dessa värden på och bisexuell i ekvation 1.13 ges SNR med ett enkelt uttryck

(ekvation 1.14)

i fallet med homodyne-detektion är SNR större med en faktor 2 och ges av SNR = 4nnp. Det finns fler diskussioner om BER: S beroende av SNR och visar hur mottagarens känslighet förbättras genom användning av sammanhängande detektering.

Moduleringsformat

som vi sa tidigare är en viktig fördel med att använda de koherenta detekteringsteknikerna att både amplituden och fasen för den mottagna optiska signalen kan detekteras och mätas. Denna funktion öppnar möjligheten att skicka information genom att modulera antingen amplituden eller fasen eller frekvensen hos en optisk bärare.

när det gäller digitala kommunikationssystem ger de tre möjligheterna upphov till tre moduleringsformat som kallas amplitude-shift keying (ASK), phase-shift keying (PSK) och frequency-shift keying (FSK).

Figur 2 nedan visar schematiskt de tre moduleringsformaten för ett specifikt bitmönster.

1. ASK-Format

det elektriska fältet som är associerat med en optisk signal kan skrivas som

(ekvation 2.1)

när det gäller ASK-format moduleras amplituden As samtidigt som man håller 0-0 och 2-x konstant. För binär digital modulering, as tar ett av två fasta värden under varje bitperiod, beroende på om 1 eller 0 bit överförs.

i de flesta praktiska situationer, som är inställd på noll under överföring av 0 bitar. ASK-formatet kallas sedan on-off keying (OOK) och är identiskt med moduleringsschemat som vanligtvis används för icke-koherenta (IM/DD) digitala lightwave-system.

implementeringen av ASK for coherent systems skiljer sig från fallet med direktdetekteringssystem i en viktig aspekt. Medan den optiska bitströmmen för direktdetekteringssystem kan genereras genom att modulera en ljusemitterande diod (LED) eller en halvledarlaser direkt, är extern modulering nödvändig för sammanhängande kommunikationssystem.

orsaken bakom denna nödvändighet är relaterad till fasförändringar som alltid uppstår när amplituden som (eller kraften) ändras genom att modulera strömmen som appliceras på en halvledarlaser. För IM / DD-system ses sådana oavsiktliga fasförändringar inte av detektorn (eftersom detektorn endast svarar på den optiska effekten) och är inte av stor oro förutom den chirp-inducerade effektstraffet.

situationen är helt annorlunda när det gäller koherenta system, där detektorsvaret beror på fasen för den mottagna signalen. Genomförandet av ASK-format för sammanhängande system kräver att faserna för den årliga utvecklingsfasen förblir nästan konstanta. Detta uppnås genom att använda halvledarlasern kontinuerligt vid en konstant ström och modulera dess utgång med hjälp av en extern modulator.

eftersom alla externa modulatorer har vissa införingsförluster uppstår en effektstraff när en extern modulator används; den kan reduceras till under 1 dB för monolitiskt integrerade modulatorer.

en vanlig extern modulator använder LiNbO3 vågledare i en Mach-Zehnder (MZ) konfiguration. Prestandan hos externa modulatorer kvantifieras genom on-off-förhållandet (även kallat utrotningsförhållande) och moduleringsbandbredden. LiNbO3-modulatorer ger ett on-off-förhållande över 20 och kan moduleras vid hastigheter upp till 75 GHz. Drivspänningen är typiskt 5V men kan reduceras till 3V med en lämplig design.

andra material kan också användas för att göra externa modulatorer. Till exempel krävde en polymer elektrooptisk MZ-modulator endast 1,8 V för att skifta fasen av en 1,55 um-signal med hjälp av en av armarna på MZ-interferometern.

Elektroabsorptionsmodulatorer, tillverkade med halvledare, föredras ofta eftersom de inte kräver användning av en interferometer och kan integreras monolitiskt med lasern. Optiska sändare med en integrerad elektroabsorptionsmodulator som kan modulera vid 10 Gb/s var tillgängliga sedan 1999 och används rutinmässigt för IM/DD lightwave-system. Sådana integrerade modulatorer uppvisade en bandbredd på mer än 50 GHz och hade potential att arbeta med bithastigheter på upp till 100 Gb/s. de kommer sannolikt att användas för sammanhängande system också.

2. PSK-Format

när det gäller PSK-format genereras den optiska bitströmmen genom att modulera Fasaubbierna i ekvation 2.1 medan amplituden As och frekvensen 2.0 för den optiska bäraren hålls konstant.

för binär PSK tar Fasaxi-erna två värden, vanligtvis valda för att vara 0 och 0XI. Figur 2 ovan visar det binära PSK-formatet schematiskt för ett specifikt bitmönster.

en intressant aspekt av PSK-formatet är att den optiska intensiteten förblir konstant under alla bitar och signalen verkar ha en CW-form. Koherent detektering är en nödvändighet för PSK eftersom all information skulle gå förlorad om den optiska signalen detekterades direkt utan att blanda den med utgången från en lokal oscillator.

implementeringen av PSK kräver en extern modulator som kan ändra den optiska fasen som svar på en applicerad spänning. Den fysiska mekanismen som används av sådana modulatorer kallas elektrorefraktion. Varje elektrooptisk kristall med korrekt orientering kan användas för fasmodulering.

en LiNbO3-kristall används ofta i praktiken. Utformningen av LiNbO3-baserade fasmodulatorer är mycket enklare än en amplitudmodulator eftersom en Mach-Zehnder-interferometer inte längre behövs, och en enda vågledare kan användas.

fasförskjutningen som inträffar när CW-signalen passerar genom vågledaren är relaterad till indexförändringen av den enkla relationen

(ekvation 2.2)

där lm är längden över vilken indexförändring induceras av den applicerade spänningen. Indexändringen av den applicerade spänningen är proportionell mot den applicerade spänningen, vilken väljs så att den är = den. Således kan en fasförskjutning av GHz åläggas den optiska bäraren genom att applicera den erforderliga spänningen under varaktigheten av varje ” 1 ” bit.

halvledare kan också användas för att göra fasmodulatorer, speciellt om en multi-quantum-well (MQW) struktur används. Den elektrorefraktionseffekt som härrör från quantum-confinement Stark-effekten förbättras för en quantum-well-design. Sådana MQW-fasmodulatorer har utvecklats och kan arbeta med en bithastighet på upp till 40 Gb/s i våglängdsområdet 1,3-1,6 um.

redan 1992 hade MQW-enheter en moduleringsbandbredd på 20 GHz och krävde endast 3, 85 V för att införa en fasförskjutning i fas i fas när de kördes nära 1, 55 um. Driftsspänningen reducerades till 2,8 V i en fasmodulator baserad på elektroabsorptionseffekten i en MQW-vågledare.

en punktstorleksomvandlare är ibland integrerad med fasmodulatorn för att minska kopplingsförlusterna. Den bästa prestandan uppnås när en halvledarfasmodulator är monolitiskt integrerad i sändaren. Sådana sändare är ganska användbara för sammanhängande ljusvågssystem.

användningen av PSK-format kräver att den optiska bärarens fas förblir stabil så att fasinformation kan extraheras vid mottagaren utan tvetydighet. Detta krav ställer ett strikt villkor på de tolererbara linjenbredderna hos sändarlasern och den lokala oscillatorn.

linewidth-kravet kan vara något avslappnat genom att använda en variant av PSK-formatet, känt som differential phase-shift keying (DPSK). I fallet DPSK kodas information med hjälp av fasskillnaden mellan två angränsande bitar. Om t.ex. KTH – bitens fas motsvarar en fas, ändras fasskillnaden mellan KTH och 1 med 0, beroende på om kth-biten är en 1 eller 0 bit.

fördelen med DPSK är att sändningssignalen kan demoduleras framgångsrikt så länge bärarfasen förblir relativt stabil under en varaktighet av två bitar.

3. FSK-Format

när det gäller FSK-modulering kodas information på den optiska bäraren genom att flytta bärfrekvensen själva bärarfrekvensen 20. För en binär digital signal tar 00 två värden, 0 + 60 och 0 – 0, beroende på om en 1 eller 0 bit överförs.

skiftet Usbi = Usbi/2 usbi kallas frekvensavvikelsen. Kvantiteten 2 usbi kallas ibland tonavstånd, eftersom det representerar frekvensavståndet mellan 1 och 0 bitar.

det optiska fältet för FSK-format kan skrivas som

(ekvation 2.3)

där + och-tecken motsvarar 1 och 0 bitar.

genom att notera att argumentet för cosinus kan skrivas som kan FSK-formatet också ses som en slags PSK-modulering så att bärarfasen ökar eller minskar linjärt över bitlängden.

valet av frekvensavvikelse usci beror på den tillgängliga bandbredden. Den totala bandbredden för en FSK-signal ges ungefär med 2 oc + 2b, där B är bithastigheten.

när Occupf >> B, bandbredd närmar sig 2 occupf och är nästan oberoende av bithastigheten. Detta fall kallas ofta bred avvikelse eller bredband FSK.

i det motsatta fallet av XXL << B, kallad smal avvikelse eller smalband FSK, närmar sig bandbredden 2B.

förhållandet mellan xlfm = XLF/B, kallat FREKVENSMODULERINGSINDEX (FM), tjänar till att skilja de två fallen, beroende på om xlfm >>1 eller xlfm << 1.

implementeringen av FSK kräver modulatorer som kan flytta frekvensen för den infallande optiska signalen. Elektrooptiska material såsom LiNbO3 producerar normalt en fasförskjutning proportionell mot den applicerade spänningen. De kan användas för FSK genom att applicera en triangulär spänningspuls (sågtandliknande), eftersom en linjär fasförändring motsvarar en frekvensförskjutning.

en alternativ teknik använder sig av Bragg-spridning från akustiska vågor. Sådana modulatorer kallas akustooptiska modulatorer. Deras användning är något besvärlig i bulkformen. De kan emellertid tillverkas i kompakt form med hjälp av ytakustiska vågor på en plattvågledare. Enhetsstrukturen liknar den för ett akusto-optiskt filter som används för WDM-applikationer (wavelength division multiplexing). Den maximala frekvensförskjutningen om den vanligtvis är begränsad till under 1 GHz för sådana modulatorer.

den enklaste metoden för att producera en FSK-signal använder sig av direktmoduleringsförmågan hos halvledarlasrar. Som diskuterats tidigare leder en förändring i driftströmmen hos en halvledarlaser till förändringar i både amplituden och frekvensen av emitterat ljus. I fallet med ASK är frekvensförskjutningen eller kvitten hos den utsända optiska pulsen oönskad. Men samma frekvensförskjutning kan användas till fördel för FSK. Vanligtvis är värdena för frekvensskift ~ 1 GHz / mA. Därför krävs endast en liten förändring i driftsströmmen (~1mA) för att producera FSK-signalen. Sådana strömförändringar är små nog att amplituden inte förändras mycket från bit till bit.

för FSK ska FM-svaret hos en distribuerad återkopplingslaser (Dfb) vara platt över en bandbredd som är lika med bithastigheten. Som framgår av figur 3 nedan uppvisar de flesta Dfb-lasrar ett dopp i deras FM-svar vid en frekvens nära 1 MHz. Anledningen är att två olika fysiska fenomen bidrar till frekvensförskjutningen när enhetens ström ändras. Förändringar i brytningsindexet, som är ansvarigt för frekvensförskjutningen, kan uppstå antingen på grund av en temperaturförskjutning eller på grund av en förändring i bärartätheten. De termiska effekterna bidrar bara upp till moduleringsfrekvenser på cirka 1MHz på grund av deras långsamma svar. FM-svaret minskar i frekvensområdet 0.1-10MHz på grund av termiskt bidrag och bärardensitetsbidraget uppträder med motsatta faser.

flera tekniker kan användas för att göra FM-svaret mer enhetligt. En utjämningskrets förbättrar likformigheten men minskar också moduleringseffektiviteten. En annan teknik använder sig av överföringskoder som minskar de lågfrekventa komponenterna i data där distorsionen är högst. Dfb-lasrar med flera sektioner har utvecklats för att uppnå ett enhetligt FM-svar. Figur 3 visar FM-svaret hos en tvådelad DFB-laser. Det är inte bara enhetligt upp till cirka 1 GHz, men dess moduleringseffektivitet är också hög. Ännu bättre prestanda realiseras genom att använda tredelade DBR-lasrar.

platt FM-svar från 100 kHz till 15 GHz demonstrerades 1990 i sådana lasrar. Vid 1995 utvidgade användningen av gain-coupled, phase-shifted, Dfb-lasrar utbudet av enhetligt FM-svar från 10 kHz till 20 GHz. När FSK utförs genom direkt modulering varierar bärarfasen kontinuerligt från bit till bit. Detta fall kallas ofta kontinuerlig fas FSK (CPFSK). När tonavståndet 2 usbi är valt att vara B / 2 (usbi = 1/2), kallas CPFSK även minimi-shift keying (MSK).

Demoduleringsscheman

som diskuterats ovan kan antingen homodyne-eller heterodyne-detektion användas för att omvandla den mottagna optiska signalen till en elektrisk form.

vid homodyne-detektering demoduleras den optiska signalen direkt till basbandet. Även om det är enkelt i konceptet är homodyne-detektering svårt att implementera i praktiken, eftersom det kräver en lokal oscillator vars frekvens matchar bärfrekvensen exakt och vars fas är låst till den inkommande signalen. Ett sådant demoduleringsschema kallas synkront och är väsentligt för homodyne-detektering. Även om optiska faslåsta slingor har utvecklats för detta ändamål är deras användning komplicerad i praktiken.

Heterodyne-detektering förenklar mottagarens design, eftersom varken optisk faslåsning eller frekvensmatchning av lokaloscillatorn krävs. Den elektriska signalen svänger emellertid snabbt vid mikrovågsfrekvenser och måste demoduleras från IF-bandet till basbandet med hjälp av tekniker som liknar dem som utvecklats för mikrovågskommunikationssystem.

demodulering kan utföras antingen synkront eller asynkront. Asynkron demodulering kallas också osammanhängande i radiokommunikationslitteraturen. I den optiska kommunikationslitteraturen används termen koherent detektion i bredare bemärkelse. Ett lightwave-system kallas koherent så länge det använder en lokal oscillator oberoende av demoduleringstekniken som används för att konvertera IF-signalen till basbandfrekvenser.

vi kommer att fokusera på synkrona och asynkrona demoduleringsscheman för heterodyne-system.

1. Heterodyne synkron demodulering

Figur 4 visar en synkron heterodyne-mottagare schematiskt. Strömmen som genereras vid fotodioden passeras genom ett bandpassfilter (BPF) centrerat vid mellanfrekvensen wIF. Den filtrerade strömmen i frånvaro av brus kan skrivas som

(ekvation 3.1)

där och 2869 = occluslo-occluss är fasskillnaden mellan den lokala oscillatorn och signalen. Bruset filtreras också av BPF. Med hjälp av kvadraturkomponenterna i fas och utanför fas i det filtrerade gaussiska bruset ingår mottagarbruset genom

(ekvation 3.2)

där ic och is är gaussiska slumpvariabler med nollmedelvärde med varians IC 2 ges av ekvation 1.9. För synkron demodulering multipliceras If(t) med cos(wIFt) och filtreras av ett lågpassfilter. Den resulterande basbandssignalen är

(ekvation 3.3)

där vinkelfästen betecknar lågpassfiltrering som används för att avvisa ac-komponenterna som svänger vid 2wIF. Ekvation (3.3) visar att endast i-fas-bruskomponenten påverkar prestandan hos synkrona heterodyne-mottagare.

synkron demodulering kräver återvinning av mikrovågsbäraren vid mellanfrekvensen wIF. Flera elektroniska system kan användas för detta ändamål, alla kräver en slags elektrisk faslåst slinga. Två vanliga slingor är kvadreringsslingan och Costas-slingan. En kvadreringsslinga använder en fyrkantig anordning för att erhålla en signal av formen cos2(wIFt) som har en frekvenskomponent vid 2wIF. Denna komponent kan användas för att generera en mikrovågssignal vid wIF.

2. Heterodyne asynkron demodulering

Figur 5 nedan visar en asynkron heterodyne-mottagare schematiskt. Det kräver inte återvinning av mikrovågsbäraren vid mellanfrekvensen, vilket resulterar i en mycket enklare mottagardesign. Den filtrerade signalen If (t) omvandlas till basbandet med hjälp av en kuvertdetektor, följt av ett lågpassfilter.

signalen som mottas av beslutskretsen är bara Id = / If/, där If ges av Eq. (3.2). Det kan skrivas som

(ekvation 3.4)

huvudskillnaden är att både i-fas och out-of-fas kvadraturkomponenter i mottagarens brus påverkar signalen. SNR försämras således jämfört med fallet med synkron demodulering. Som diskuterats är känslighetsnedbrytningen till följd av den reducerade SNR ganska liten (cirka 0,5 dB). Eftersom fasstabilitetskraven är ganska blygsamma vid asynkron demodulering används detta schema vanligtvis för sammanhängande ljusvågssystem.

den asynkrona heterodynmottagaren som visas i Fig. 5 kräver ändringar när FSK-och PSK-moduleringsformaten används.

Figur 6 visar två demoduleringsscheman. FSK-dubbelfiltermottagaren använder två separata grenar för att bearbeta 1-och 0-bitarna vars bärfrekvenser, och därmed mellanfrekvenserna, är olika. Schemat kan användas när tonavståndet är mycket större än bithastigheterna, så att spektra på 1 och 0 bitar har försumbar överlappning (bred avvikelse FSK). De två BPF: erna har sina mittfrekvenser separerade exakt av tonavståndet så att varje BPF endast passerar 1 eller 0 bitar.

FSK-dubbelfiltermottagaren kan betraktas som två ASK-enkelfiltermottagare parallellt vars utgångar kombineras innan de når beslutskretsen. En enda filtermottagare av Fig. kan användas för FSK-demodulering om dess bandbredd väljs för att vara tillräckligt bred för att passera hela bitströmmen. Signalen bearbetas sedan av en frekvensdiskriminator för att identifiera 1 och 0 bitar. Detta schema fungerar bra endast för smal avvikelse FSK, för vilket tonavstånd är mindre än eller jämförbart med bithastigheten (2fm 1).

asynkron demodulering kan inte användas i fallet PSK-formatet eftersom sändarlaserns fas och den lokala oscillatorn inte är låsta och kan driva med tiden. Användningen av dpsk-format tillåter emellertid asynkron demodulering med hjälp av fördröjningsschemat som visas i Fig. 6 b.

tanken är att multiplicera den mottagna bitströmmen med en kopia av den som har försenats med en bitperiod. Den resulterande signalen har en komponent i formen cos (Ubik − Ubik−1), där Ubik är fasen av KTH-biten, som kan användas för att återställa bitmönstret eftersom information kodas i fasskillnaden Ubik−Ubik-1. Ett sådant system kräver fasstabilitet endast över några bitar och kan implementeras med användning av Dfb halvledarlasrar. Fördröjnings-demoduleringsschemat kan också användas för CPFSK. Mängden fördröjning i det fallet beror på tonavståndet och väljs så att fasen skiftas med 20 för den fördröjda signalen.