Was ist ein kohärentes Lichtwellenkommunikationssystem?

Was ist Intensitätsmodulation mit direkter Detektion (IM/DD)?

Aktuelle faseroptische Lichtwellenkommunikationssysteme basieren auf einem einfachen digitalen Übertragungsschema, bei dem ein elektrischer Bitstrom verwendet wird, um die Intensität des optischen Trägers zu modulieren, und das optische Signal direkt an einer Photodiode detektiert wird, um es in das ursprüngliche digitale Signal in der elektrischen Domäne umzuwandeln.

Ein solches Schema wird als Intensitätsmodulation mit direkter Detektion (IM/DD) bezeichnet.

Was ist kohärente optische Kommunikation?

Im Gegensatz zur Intensitätsmodulation mit direkter Detektion (IM / DD) übertragen viele alternative Schemata, die im Zusammenhang mit Funk- und Mikrowellenkommunikationssystemen bekannt sind, Informationen durch Modulation der Frequenz oder der Phase des optischen Trägers und detektieren das übertragene Signal unter Verwendung von Homodyn- oder Heterodyn-Detektionstechniken.

Da die Phasenkohärenz des optischen Trägers bei der Implementierung solcher Schemata eine wichtige Rolle spielt, werden sie als kohärente Kommunikationstechniken bezeichnet, und die darauf basierenden faseroptischen Kommunikationssysteme werden als kohärente Lichtwellensysteme bezeichnet.

Kohärente Kommunikationstechniken wurden in den 1980er Jahren erforscht, und viele Feldversuche stellten ihre Machbarkeit bis 1990 fest.

Warum brauchen wir kohärente Lichtwellensysteme?

Die Motivation hinter der Verwendung der kohärenten Kommunikationstechniken ist zweifach.

1) empfänger empfindlichkeit kann verbessert werden durch bis zu 20dB im vergleich mit IM/DD systeme. Eine solche Verbesserung ermöglicht viel längere Übertragungsdistanz (bis zu einem zusätzlichen 100km in der Nähe von 1.55um) für die gleiche Menge an Sendeleistung.

2) Die Verwendung der kohärenten Detektion ermöglicht eine effiziente Nutzung der Faserbandbreite. Viele Kanäle können gleichzeitig über dieselbe Faser übertragen werden, indem Frequenzmultiplexing (FDM) mit einem Kanalabstand von nur 1 bis 10 GHz verwendet wird.

Grundbegriffe kohärenter Lichtwellensysteme

1. Lokaloszillator

Die Grundidee des kohärenten Lichtwellensystems besteht darin, das empfangene Signal kohärent mit einem optischen Feld mit kontinuierlicher Welle (CW) zu mischen, bevor es auf den Fotodetektor trifft (wie in Abbildung 1 unten gezeigt).

Das kontinuierliche Wellenfeld wird lokal am Empfänger mit einem Laser mit schmaler Linienbreite erzeugt, der als lokaler Oszillator (LO) bezeichnet wird, ein Begriff, der aus der Radio- und Mikrowellenliteratur entlehnt ist.

Um zu sehen, wie das Mischen des empfangenen Signals mit einem lokalen Oszillator die Empfängerleistung verbessern kann, schreiben wir das optische Signal in komplexer Schreibweise als

(Gleichung 1.1)

wo ist die Trägerfrequenz, Ebenso wie die Amplitude und Φs ist die Phase.

Das dem lokalen Oszillator zugeordnete optische Feld ist durch einen ähnlichen Ausdruck

gegeben (Gleichung 1.2)

wo ALO, wLO und ΦLO die Amplitude, Frequenz und Phase des lokalen Oszillators darstellen, bzw.

Die skalare Notation wird sowohl für Es als auch für ELO verwendet, nachdem angenommen wurde, dass die beiden Felder identisch polarisiert sind (Polarisationsfehlerprobleme können später diskutiert werden).

Da ein Photodetektor auf die optische Intensität anspricht, ist die am Photodetektor einfallende optische Leistung gegeben durch

P = K|Es+ELO|2

wobei K eine Proportionalitätskonstante ist.

Verwenden von Eqs. (1.1 und 1.2), erhalten wir

(Gleichung 1.3)

wobei

(Gleichung 1.4)

Die Frequenz

wird als Zwischenfrequenz (IF) bezeichnet.

Wenn ω0 ≠ wLO, das optische Signal in zwei Stufen demoduliert wird, wird seine Trägerfrequenz zuerst in eine Zwischenfrequenz vIF (typischerweise 0,1-5 GHz) umgewandelt, bevor das Signal in das Basisband demoduliert wird.

Es ist nicht immer notwendig, eine Zwischenfrequenz zu verwenden. Tatsächlich stehen zwei verschiedene kohärente Detektionstechniken zur Auswahl, je nachdem, ob vIF gleich Null ist oder nicht. Sie sind als homodyne und heterodyne Detektionstechniken bekannt.

2. Homodyndetektion

Bei dieser kohärenten Detektionstechnik wird die Lokaloszillatorfrequenz wLO so gewählt, dass sie mit der Signalträgerfrequenz ω0 übereinstimmt, so dass wIF = 0 ist.

Aus Gleichung 1.3 ergibt sich der Photostrom (I=RP, wobei R die Detektorempfindlichkeit ist) durch

(Gleichung 1.5)

Typischerweise PLO >> Ps und Ps + PLO ≈ PLO.

Der letzte Term in Gleichung 1.5 enthält die übertragene Information und wird von der Entscheidungsschaltung verwendet. Betrachten Sie den Fall, in dem die lokale Oszillatorphase mit der Signalphase verriegelt ist, so dass Φs = ΦLO. Das Homodynsignal ist dann gegeben durch

(Gleichung 1.6)

Vorteile der Homodyndetektion

Der Hauptvorteil der Homodyndetektion ergibt sich aus Gleichung 1.6, wenn wir bemerken, dass der Signalstrom im Direktdetektionsfall durch Idd (t) = RPs (t) gegeben ist. Bezeichnet man die mittlere optische Leistung mit , so wird die mittlere elektrische Leistung um den Faktor unter Verwendung der Homodyndetektion erhöht.

Da PLO viel größer als gemacht werden kann, kann die Leistungssteigerung 20dB überschreiten. Obwohl das Schussrauschen ebenfalls verbessert wird, wird gezeigt, dass die Homodyndetektion das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) um einen großen Faktor verbessert.

Ein weiterer Vorteil der kohärenten Detektion ergibt sich aus Gleichung 1.5. Da der letzte Term in dieser Gleichung explizit die Signalphase enthält, ist es möglich, Informationen durch Modulation der Phase oder Frequenz des optischen Trägers zu übertragen. Die direkte Erkennung erlaubt keine Phasen- oder Frequenzmodulation, da alle Informationen über die Signalphase verloren gehen.

Nachteil der Homodyndetektion

Ein Nachteil der Homodyndetektion ergibt sich auch aus ihrer Phasenempfindlichkeit. Da der letzte Term in Gleichung 1.5 explizit die Lokaloszillatorphase ΦLO enthält, sollte eindeutig ΦLO gesteuert werden.

Idealerweise sollten Φs und ΦLO konstant bleiben, mit Ausnahme der absichtlichen Modulation von Φs. In der Praxis schwanken sowohl Φs als auch ΦLO zufällig mit der Zeit. Ihre Differenz Φs – ΦLO kann jedoch durch eine optische Phasenregelschleife gezwungen werden, nahezu konstant zu bleiben.

Die Implementierung einer solchen Schleife ist nicht einfach und macht das Design von optischen Homodynempfängern ziemlich kompliziert. Darüber hinaus stellt die Anpassung der Sender- und Lokaloszillatorfrequenzen hohe Anforderungen an die beiden optischen Quellen. Diese Probleme können durch die Verwendung von Heterodyndetektion überwunden werden, wie als nächstes diskutiert.

3. Heterodyndetektion

Bei der Heterodyndetektion wird die Lokaloszillatorfrequenz wLO so gewählt, dass sie sich von der Signalträgerfrequenz ω0 unterscheidet, so dass die Zwischenfrequenz wIF im Mikrowellenbereich (vIF ~ 1 GHz) liegt. Unter Verwendung von Gleichung 1.3 zusammen mit I = RP ergibt sich der Photostrom nun durch

(Gleichung 1.7)

Da PLO >> in der Praxis verwendet wird, ist der Gleichstrom (DC) -Term nahezu konstant und kann mit Bandpassfiltern leicht entfernt werden. Das Heterodynsignal ist dann durch den Wechselstrom (ac)-Term in Gleichung 1.7 oder durch

(Gleichung 1.8)

Ähnlich wie bei der Homodyndetektion können Informationen durch Amplituden-, Phasen- oder Frequenzmodulation des optischen Trägers übertragen werden. Noch wichtiger ist, dass der lokale Oszillator das empfangene Signal immer noch um einen großen Faktor verstärkt, wodurch das SNR verbessert wird.

Die SNR-Verbesserung ist jedoch im Vergleich zum Homodynfall um den Faktor 2 (oder um 3 dB) geringer. Diese Reduktion wird als Heterodyne-Detection-Strafe bezeichnet.

Der Ursprung der 3dB-Strafe kann anhand der Signalleistung (proportional zum Quadrat des Stroms) ermittelt werden. Aufgrund der AC-Natur von Iac wird die durchschnittliche Signalleistung um den Faktor 2 reduziert, wenn über einen vollen Zyklus bei der Zwischenfrequenz gemittelt wird (man erinnere sich, dass der Durchschnitt von cos2θ über θ 1/2 beträgt).

Vorteile der Heterodyndetektion

Der auf Kosten der 3dB-Strafe gewonnene Vorteil besteht darin, dass das Empfängerdesign erheblich vereinfacht wird, da keine optische Phasenregelschleife mehr benötigt wird.

Fluktuationen sowohl in Φs als auch ΦLO müssen noch unter Verwendung von Halbleiterlasern mit schmaler Linienbreite für beide optische Quellen kontrolliert werden. Die Anforderungen an die Linienbreite sind jedoch recht moderat, wenn ein asynchrones Demodulationsschema verwendet wird. Dieses Merkmal macht das Heterodyn-Detektionsschema sehr geeignet für die praktische Implementierung in kohärenten Lichtwellensystemen.

4. Signal-Rausch-Verhältnis

Der Vorteil der kohärenten Detektion für Lichtwellensysteme kann durch Berücksichtigung des SNR des Empfängerstroms quantitativer gemacht werden.

Der Empfängerstrom schwankt aufgrund von Schussgeräuschen und thermischem Rauschen. Die Varianz σ2 der Stromschwankung ergibt sich durch Addition der beiden Beiträge, so dass

(Gleichung 1.9)

wobei

(Gleichung 1.10)

Der Strom I in Gleichung 1.10 ist der am Detektor erzeugte Gesamtphotostrom und ist durch Gleichung 1.5 oder 1.7 gegeben, je nachdem, ob homodyne oder heterodyne Detektion verwendet wird. In der Praxis können PLO >> Ps und I in Gleichung 1.10 für beide Fälle durch den dominanten Term RPLO ersetzt werden.

Das SNR wird erhalten, indem die durchschnittliche Signalleistung durch die durchschnittliche Rauschleistung dividiert wird. Im Heterodynfall ist es gegeben durch

(Gleichung 1.11)

Im Homodynfall ist das SNR um den Faktor 2 größer, wenn wir in Gleichung 1.5 Φs = ΦLO annehmen.

Der Hauptvorteil der kohärenten Detektion ist aus Gleichung 1.11 ersichtlich. Da die Lokaloszillatorleistung PLO am Empfänger gesteuert werden kann, kann sie so groß gemacht werden, dass das Empfängerrauschen von Schussrauschen dominiert wird. Genauer gesagt, wenn

(Gleichung 1.12)

Unter den gleichen Bedingungen ist der Dunkelstrombeitrag zum Schussrauschen vernachlässigbar (Id << RPLO). Das SNR ist dann gegeben durch

(Gleichung 1.13)

wobei R = nq/hv.

Die Verwendung der kohärenten Detektion ermöglicht es, die Schussgeräuschgrenze auch für p-i-n-Empfänger zu erreichen, deren Leistung im Allgemeinen durch thermisches Rauschen begrenzt ist. Darüber hinaus wird diese Grenze im Gegensatz zu Avalanche-Photodioden (APD) -Empfängern ohne Zugabe von überschüssigem Schussrauschen realisiert.

Es ist nützlich, das SNR in Bezug auf die Anzahl der Photonen Np auszudrücken, die innerhalb eines einzelnen Bits empfangen werden. Bei der Bitrate B bezieht sich die Signalleistung auf Np als . Typischerweise Δf ≈ B/2. Durch Verwendung dieser Werte von und Δf in Gleichung 1.13 wird das SNR durch einen einfachen Ausdruck

(Gleichung 1.14)

Im Falle der Homodyndetektion ist SNR um den Faktor 2 größer und ergibt sich aus SNR = 4nNp. Es gibt weitere Diskussionen über die Abhängigkeit des BER von SNR und zeigt, wie die Empfängerempfindlichkeit durch die Verwendung von kohärenter Detektion verbessert wird.

Modulationsformate

Wie bereits erwähnt, besteht ein wichtiger Vorteil der Verwendung der kohärenten Detektionstechniken darin, dass sowohl die Amplitude als auch die Phase des empfangenen optischen Signals detektiert und gemessen werden können. Diese Funktion eröffnet die Möglichkeit, Informationen zu senden, indem entweder die Amplitude oder die Phase oder die Frequenz eines optischen Trägers moduliert werden.

Bei digitalen Kommunikationssystemen ergeben sich aus den drei Möglichkeiten drei Modulationsformate, die als Amplitude-Shift-Keying (ASK), Phase-Shift-Keying (PSK) und Frequency-Shift-Keying (FSK) bekannt sind.

Abbildung 2 unten zeigt schematisch die drei Modulationsformate für ein bestimmtes Bitmuster.

1. ASK-Format

Das einem optischen Signal zugeordnete elektrische Feld kann als

geschrieben werden (Gleichung 2.1)

Im Falle des ASK-Formats wird die Amplitude As moduliert, während ω0 und Φs konstant gehalten werden. Bei der binären digitalen Modulation nimmt As während jeder Bitperiode einen von zwei festen Werten an, je nachdem, ob 1 oder 0 Bit übertragen wird.

In den meisten praktischen Situationen wird As während der Übertragung von 0 Bits auf Null gesetzt. Das ASK-Format wird dann als On-Off-Keying (OOK) bezeichnet und ist identisch mit dem Modulationsschema, das üblicherweise für nichtkohärente (IM / DD) digitale Lichtwellensysteme verwendet wird.

Die Implementierung von ASK für kohärente Systeme unterscheidet sich von der Implementierung von Direktdetektionssystemen in einem wichtigen Aspekt. Während der optische Bitstrom für Direktdetektionssysteme durch direkte Modulation einer Leuchtdiode (LED) oder eines Halbleiterlasers erzeugt werden kann, ist für kohärente Kommunikationssysteme eine externe Modulation erforderlich.

Der Grund für diese Notwendigkeit hängt mit Phasenänderungen zusammen, die ausnahmslos auftreten, wenn die Amplitude As (oder die Leistung) durch Modulation des an einen Halbleiterlaser angelegten Stroms geändert wird. Bei IM / DD-Systemen werden solche unbeabsichtigten Phasenänderungen vom Detektor nicht gesehen (da der Detektor nur auf die optische Leistung anspricht) und sind mit Ausnahme der Chirp-induzierten Leistungseinbuße nicht von großer Bedeutung.

Ganz anders verhält es sich bei kohärenten Systemen, bei denen die Detektorantwort von der Phase des empfangenen Signals abhängt. Die Implementierung des ASK-Formats für kohärente Systeme erfordert, dass die Phase Φs nahezu konstant bleibt. Dies wird dadurch erreicht, dass der Halbleiterlaser kontinuierlich mit konstantem Strom betrieben wird und seine Leistung mittels eines externen Modulators moduliert wird.

Da alle externen Modulatoren einige Einfügungsverluste aufweisen, entsteht bei Verwendung eines externen Modulators eine Leistungseinbuße, die bei monolithisch integrierten Modulatoren auf unter 1 dB reduziert werden kann.

Ein häufig verwendeter externer Modulator verwendet LiNbO3-Wellenleiter in einer Mach-Zehnder (MZ) -Konfiguration. Die Leistung externer Modulatoren wird durch das Ein-Aus-Verhältnis (auch Extinktionsverhältnis genannt) und die Modulationsbandbreite quantifiziert. LiNbO3-Modulatoren bieten ein Ein-Aus-Verhältnis von mehr als 20 und können mit Geschwindigkeiten von bis zu 75 GHz moduliert werden. Die Ansteuerspannung beträgt typischerweise 5V, kann aber mit einem geeigneten Design auf 3V reduziert werden.

Andere Materialien können auch verwendet werden, um externe Modulatoren herzustellen. Beispielsweise benötigte ein polymerer elektrooptischer MZ-Modulator nur 1,8 V, um die Phase eines 1,55-um-Signals in einem der Arme des MZ-Interferometers um π zu verschieben.

Elektroabsorptionsmodulatoren, die unter Verwendung von Halbleitern hergestellt werden, werden häufig bevorzugt, da sie nicht die Verwendung eines Interferometers erfordern und monolithisch mit dem Laser integriert werden können. Optische Sender mit einem integrierten Elektroabsorptionsmodulator, der mit 10 Gbit / s modulieren kann, waren seit 1999 verfügbar und werden routinemäßig für IM / DD-Lichtwellensysteme verwendet. Solche integrierten Modulatoren wiesen eine Bandbreite von mehr als 50 GHz auf und hatten das Potenzial, mit Bitraten von bis zu 100 Gb / s zu arbeiten.

2. PSK-Format

Im Falle des PSK-Formats wird der optische Bitstrom durch Modulation der Phase Φs in Gleichung 2.1 erzeugt, während die Amplitude As und die Frequenz ω0 des optischen Trägers konstant gehalten werden.

Für binäre PSK nimmt die Phase Φs zwei Werte an, die üblicherweise als 0 und π gewählt werden. Abbildung 2 oben zeigt das binäre PSK-Format schematisch für ein bestimmtes Bitmuster.

Ein interessanter Aspekt des PSK-Formats ist, dass die optische Intensität während aller Bits konstant bleibt und das Signal eine CW-Form zu haben scheint. Kohärente Detektion ist eine Notwendigkeit für PSK, da alle Informationen verloren gehen würden, wenn das optische Signal direkt detektiert würde, ohne es mit dem Ausgang eines lokalen Oszillators zu mischen.

Die Implementierung von PSK erfordert einen externen Modulator, der in der Lage ist, die optische Phase als Reaktion auf eine angelegte Spannung zu ändern. Der physikalische Mechanismus, der von solchen Modulatoren verwendet wird, wird Elektrorefraktion genannt. Jeder elektrooptische Kristall mit der richtigen Orientierung kann für die Phasenmodulation verwendet werden.

In der Praxis wird üblicherweise ein LiNbO3-Kristall verwendet. Das Design von LiNbO3-basierten Phasenmodulatoren ist viel einfacher als das eines Amplitudenmodulators, da kein Mach-Zehnder-Interferometer mehr benötigt wird und ein einzelner Wellenleiter verwendet werden kann.

Die während des Durchlaufens des CW-Signals durch den Wellenleiter auftretende Phasenverschiebung δφ ist mit der Indexänderung δn durch die einfache Beziehung

(Gleichung 2.2)

wobei lm die Länge ist, über die die Indexänderung durch die angelegte Spannung induziert wird. Die Indexänderung δn ist proportional zur angelegten Spannung, die so gewählt ist, dass δφ = π ist. Somit kann dem optischen Träger durch Anlegen der erforderlichen Spannung für die Dauer jedes “1”-Bits eine Phasenverschiebung von π auferlegt werden.

Halbleiter können auch zur Herstellung von Phasenmodulatoren verwendet werden, insbesondere wenn eine MQW-Struktur (Multi-Quantum-Well) verwendet wird. Der Elektrorefraktionseffekt, der vom Quanten-Confinement-Stark-Effekt herrührt, wird für ein Quantentopfdesign verstärkt. Solche MQW-Phasenmodulatoren wurden entwickelt und können mit einer Bitrate von bis zu 40 Gb / s im Wellenlängenbereich 1,3-1,6 um arbeiten.

Bereits 1992 hatten MQW-Geräte eine Modulationsbandbreite von 20 GHz und benötigten nur 3,85 V, um eine π-Phasenverschiebung einzuführen, wenn sie in der Nähe von 1,55 um betrieben wurden. Die Betriebsspannung wurde in einem Phasenmodulator basierend auf dem Elektroabsorptionseffekt in einem MQW-Wellenleiter auf 2,8 V reduziert.

Manchmal ist ein Spotgrößenwandler in den Phasenmodulator integriert, um Koppelverluste zu reduzieren. Die beste Leistung wird erreicht, wenn ein Halbleiter-Phasenmodulator monolithisch in den Sender integriert ist. Solche Sender sind sehr nützlich für kohärente Lichtwellensysteme.

Die Verwendung des PSK-Formats erfordert, dass die Phase des optischen Trägers stabil bleibt, damit Phaseninformationen am Empfänger ohne Mehrdeutigkeit extrahiert werden können. Diese Anforderung stellt eine stringente Bedingung an die tolerierbaren Linienbreiten des Senderlasers und des Lokaloszillators.

Die Linienbreitenanforderung kann etwas gelockert werden, indem eine Variante des PSK-Formats verwendet wird, die als Differential Phase-Shift Keying (DPSK) bezeichnet wird. Im Fall DPSK wird die Information unter Verwendung der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Bits codiert. Stellt φk beispielsweise die Phase des k-ten Bits dar, so wird die Phasendifferenz Δφ = φk – φk-1 um π oder 0 geändert, je nachdem, ob k-te Bit ein 1-te oder 0-te Bit ist.

Der Vorteil von DPSK besteht darin, dass das Sendesignal erfolgreich demoduliert werden kann, solange die Trägerphase über eine Dauer von zwei Bits relativ stabil bleibt.

3. FSK-Format

Bei der FSK-Modulation werden Informationen auf dem optischen Träger durch Verschiebung der Trägerfrequenz ω0 selbst codiert. Für ein binäres digitales Signal nimmt ω0 zwei Werte an, ω0 + Δω und ω0 – Δω, abhängig davon, ob ein 1- oder 0-Bit übertragen wird.

Die Verschiebung Δf = Δω/2π wird als Frequenzabweichung bezeichnet. Die Größe 2Δf wird manchmal als Tonabstand bezeichnet, da sie den Frequenzabstand zwischen 1 und 0 Bit darstellt.

Das optische Feld für das FSK-Format kann als

(Gleichung 2.3)

wobei + und – Zeichen 1 und 0 Bits entsprechen.

Durch die Feststellung, dass das Argument des Cosinus als geschrieben werden kann, kann das FSK-Format auch als eine Art PSK-Modulation angesehen werden, so dass die Trägerphase linear über die Bitdauer zunimmt oder abnimmt.

Die Wahl der Frequenzabweichung Δf hängt von der zur Verfügung stehenden Bandbreite ab. Die Gesamtbandbreite eines FSK-Signals ergibt sich näherungsweise aus 2Δf + 2B, wobei B die Bitrate ist.

Wenn Δf >> B, nähert sich die Bandbreite 2Δf und ist nahezu unabhängig von der Bitrate. Dieser Fall wird oft als Breitband- oder Breitband-FSK bezeichnet.

Im entgegengesetzten Fall von Δf << B, genannt Schmalband- oder Schmalband-FSK, nähert sich die Bandbreite 2B.

Das Verhältnis ßFM = Δf/B, genannt Frequenzmodulationsindex (FM), dient zur Unterscheidung der beiden Fälle, je nachdem, ob ßFM >> 1 oder ßFM << 1.

Die Implementierung von FSK erfordert Modulatoren, die in der Lage sind, die Frequenz des einfallenden optischen Signals zu verschieben. Elektrooptische Materialien wie LiNbO3 erzeugen normalerweise eine Phasenverschiebung proportional zur angelegten Spannung. Sie können für FSK durch Anlegen eines dreieckigen Spannungsimpulses (sägezahnartig) verwendet werden, da eine lineare Phasenänderung einer Frequenzverschiebung entspricht.

Eine alternative Technik nutzt die Bragg-Streuung von akustischen Wellen. Solche Modulatoren werden als akustooptische Modulatoren bezeichnet. Ihre Verwendung ist in der Massenform etwas umständlich. Sie können jedoch in kompakter Form unter Verwendung akustischer Oberflächenwellen auf einem Plattenwellenleiter hergestellt werden. Die Gerätestruktur ähnelt der eines akustooptischen Filters, das für Wellenlängenmultiplexanwendungen (WDM) verwendet wird. Die maximale Frequenzverschiebung ist bei solchen Modulatoren typischerweise auf unter 1 GHz begrenzt.

Das einfachste Verfahren zur Erzeugung eines FSK-Signals nutzt die Direktmodulationsfähigkeit von Halbleiterlasern. Wie bereits erwähnt, führt eine Änderung des Betriebsstroms eines Halbleiterlasers zu Änderungen sowohl der Amplitude als auch der Frequenz des emittierten Lichts. Im Falle von ASK ist die Frequenzverschiebung oder der Chirp des ausgesendeten optischen Pulses unerwünscht. Die gleiche Frequenzverschiebung kann jedoch vorteilhaft für den Zweck der FSK verwendet werden. Typischerweise liegen die Werte für Frequenzverschiebungen bei ~ 1 GHz / mA. Daher ist nur eine geringe Änderung des Betriebsstroms (~ 1mA) zur Erzeugung des FSK-Signals erforderlich. Solche Stromänderungen sind klein genug, dass sich die Amplitude von Bit zu Bit nicht wesentlich ändert.

Für den Zweck der FSK sollte die FM-Antwort eines DFB-Lasers über eine Bandbreite, die der Bitrate entspricht, flach sein. Wie in Abbildung 3 unten zu sehen ist, weisen die meisten DFB-Laser bei einer Frequenz nahe 1 MHz einen Abfall ihrer FM-Antwort auf. Der Grund dafür ist, dass zwei verschiedene physikalische Phänomene zur Frequenzverschiebung beitragen, wenn der Gerätestrom geändert wird. Änderungen des Brechungsindex, die für die Frequenzverschiebung verantwortlich sind, können entweder aufgrund einer Temperaturverschiebung oder aufgrund einer Änderung der Trägerdichte auftreten. Die thermischen Effekte tragen aufgrund ihrer langsamen Reaktion nur bis zu Modulationsfrequenzen von etwa 1 MHz bei. Die FM-Antwort nimmt im Frequenzbereich 0,1 – 10 MHz aufgrund des thermischen Beitrags ab und der Trägerdichtebeitrag tritt mit entgegengesetzten Phasen auf.

Verschiedene Techniken können verwendet werden, um die FM-Antwort gleichmäßiger zu machen. Eine Entzerrungsschaltung verbessert die Gleichmäßigkeit, verringert aber auch die Modulationseffizienz. Eine andere Technik verwendet Übertragungscodes, die die niederfrequenten Komponenten der Daten reduzieren, bei denen die Verzerrung am höchsten ist. Mehrteilige DFB-Laser wurden entwickelt, um eine gleichmäßige FM-Antwort zu realisieren. Abbildung 3 zeigt die FM-Antwort eines zweiteiligen DFB-Lasers. Es ist nicht nur bis etwa 1 GHz gleichmäßig, sondern auch seine Modulationseffizienz ist hoch. Eine noch bessere Leistung wird durch den Einsatz von dreiteiligen DBR-Lasern erzielt.

Eine flache FM-Antwort von 100 kHz bis 15 GHz wurde 1990 in solchen Lasern demonstriert. Bis 1995 erweiterte die Verwendung von verstärkungsgekoppelten, phasenverschobenen DFB-Lasern den Bereich der gleichmäßigen FM-Antwort von 10 kHz auf 20 GHz. Wenn FSK durch direkte Modulation durchgeführt wird, variiert die Trägerphase kontinuierlich von Bit zu Bit. Dieser Fall wird oft als Continuous Phase FSK (CPFSK) bezeichnet. Wenn der Tonabstand 2Δf zu B/2 gewählt wird (ßFM = 1/2), wird CPFSK auch als Minimum-Shift-Keying (MSK) bezeichnet.

Demodulationsschemata

Wie oben diskutiert, kann entweder homodyne oder heterodyne Detektion verwendet werden, um das empfangene optische Signal in eine elektrische Form umzuwandeln.

Bei der Homodyndetektion wird das optische Signal direkt auf das Basisband demoduliert. Die Homodyndetektion ist zwar einfach im Konzept, in der Praxis jedoch schwierig zu realisieren, da sie einen Lokaloszillator erfordert, dessen Frequenz exakt mit der Trägerfrequenz übereinstimmt und dessen Phase an das eingehende Signal gekoppelt ist. Ein solches Demodulationsschema wird als synchron bezeichnet und ist für die Homodyndetektion wesentlich. Obwohl optische Phasenregelschleifen für diesen Zweck entwickelt wurden, ist ihre Verwendung in der Praxis kompliziert.

Die Heterodyndetektion vereinfacht das Empfängerdesign, da weder eine optische Phasenverriegelung noch eine Frequenzanpassung des Lokaloszillators erforderlich ist. Das elektrische Signal oszilliert jedoch schnell bei Mikrowellenfrequenzen und muss vom ZF-Band zum Basisband unter Verwendung von Techniken demoduliert werden, die denen ähnlich sind, die für Mikrowellenkommunikationssysteme entwickelt wurden.

Die Demodulation kann entweder synchron oder asynchron erfolgen. Asynchrone Demodulation wird in der Funkkommunikationsliteratur auch als inkohärent bezeichnet. In der Literatur zur optischen Kommunikation wird der Begriff kohärente Detektion in einem weiteren Sinne verwendet. Ein Lichtwellensystem wird als kohärent bezeichnet, solange es einen lokalen Oszillator verwendet, unabhängig von der Demodulationstechnik, mit der das ZF-Signal in Basisbandfrequenzen umgewandelt wird.

Wir werden uns auf die synchronen und asynchronen Demodulationsschemata für heterodyne Systeme konzentrieren.

1. Heterodyne synchrone Demodulation

Abbildung 4 zeigt schematisch einen synchronen Überlagerungsempfänger. Der an der Fotodiode erzeugte Strom wird durch einen Bandpassfilter (BPF) geleitet, der auf der Zwischenfrequenz wIF zentriert ist. Der gefilterte Strom in Abwesenheit von Rauschen kann als

(Gleichung) geschrieben werden 3.1)

wobei und φ = φLO -φs die Phasendifferenz zwischen dem lokalen Oszillator und dem Signal ist. Das Rauschen wird ebenfalls vom BPF gefiltert. Unter Verwendung der In-Phase- und Out-of-Phase-Quadraturkomponenten des gefilterten Gaußschen Rauschens wird das Empfängerrauschen durch

(Gleichung 3.2)

wobei ic und is Gaußsche Zufallsvariablen des Mittelwerts Null mit Varianz σ2 sind, die durch Gleichung 1.9 gegeben ist. Zur synchronen Demodulation wird If(t) mit cos(wIFt) multipliziert und mit einem Tiefpassfilter gefiltert. Das resultierende Basisbandsignal ist

(Gleichung 3.3)

wobei spitze Klammern eine Tiefpassfilterung bezeichnen, die zur Zurückweisung der bei 2wIF oszillierenden Wechselstromanteile verwendet wird. Gleichung (3.3) zeigt, dass nur der phasengleiche Rauschanteil die Leistung von synchronen Überlagerungsempfängern beeinflusst.

Die synchrone Demodulation erfordert eine Rückgewinnung des Mikrowellenträgers bei der Zwischenfrequenz wIF. Zu diesem Zweck können mehrere elektronische Schemata verwendet werden, die alle eine Art elektrischen Phasenregelkreis erfordern. Zwei häufig verwendete Schleifen sind die Quadrierschleife und die Costas-Schleife. Eine Quadrierschleife verwendet eine quadratische Vorrichtung, um ein Signal der Form cos2 (wIFt) zu erhalten, das eine Frequenzkomponente bei 2wIF aufweist. Dieses Bauelement kann zur Erzeugung eines Mikrowellensignals bei wIF verwendet werden.

2. Heterodyne asynchrone Demodulation

Abbildung 5 unten zeigt schematisch einen asynchronen Heterodynempfänger. Es erfordert keine Wiederherstellung des Mikrowellenträgers bei der Zwischenfrequenz, was zu einem viel einfacheren Empfängerdesign führt. Das gefilterte Signal If(t) wird unter Verwendung eines Hüllkurvendetektors in das Basisband umgewandelt, gefolgt von einem Tiefpassfilter.

Das von der Entscheidungsschaltung empfangene Signal ist nur Id = /If/ , wobei If durch Gl . (3.2). Es kann geschrieben werden als

(Gleichung 3.4)

Der Hauptunterschied besteht darin, dass sowohl die phasengleiche als auch die phasengleiche Quadraturkomponente des Empfängerrauschens das Signal beeinflussen. Das SNR ist somit gegenüber dem Fall der synchronen Demodulation degradiert. Wie bereits erwähnt, ist die Empfindlichkeitsverschlechterung infolge des reduzierten SNR recht gering (etwa 0,5 dB). Da die Anforderungen an die Phasenstabilität bei asynchroner Demodulation recht bescheiden sind, wird dieses Schema üblicherweise für kohärente Lichtwellensysteme verwendet.

Der in Fig. 5 erfordert Änderungen, wenn die Modulationsformate FSK und PSK verwendet werden.

Abbildung 6 zeigt zwei Demodulationsschemata. Der FSK-Doppelfilterempfänger verwendet zwei getrennte Zweige, um die 1- und 0-Bits zu verarbeiten, deren Trägerfrequenzen und damit die Zwischenfrequenzen unterschiedlich sind. Das Schema kann immer dann verwendet werden, wenn der Tonabstand viel größer als die Bitraten ist, so dass die Spektren von 1 und 0 Bits eine vernachlässigbare Überlappung aufweisen (breite Abweichung FSK). Die beiden BPFs haben ihre Mittenfrequenzen genau durch den Tonabstand getrennt, so dass jeder BPF entweder nur 1 oder 0 Bit durchlässt.

Der FSK-Dual-Filter-Empfänger kann als zwei parallel geschaltete ASK-Single-Filter-Empfänger betrachtet werden, deren Ausgänge vor Erreichen der Entscheidungsschaltung kombiniert werden. Ein Einzelfilterempfänger der Fig. kann für die FSK-Demodulation verwendet werden, wenn seine Bandbreite so gewählt wird, dass sie breit genug ist, um den gesamten Bitstrom zu passieren. Das Signal wird dann von einem Frequenzdiskriminator verarbeitet, um 1 und 0 Bits zu identifizieren. Dieses Schema funktioniert nur für FSK mit schmaler Abweichung, bei denen der Tonabstand kleiner oder vergleichbar mit der Bitrate ist (ßFM ≤ 1).

Asynchrone Demodulation kann im PSK-Format nicht verwendet werden, da die Phase des Senderlasers und des Lokaloszillators nicht gesperrt sind und mit der Zeit driften können. Die Verwendung des DPSK-Formats erlaubt jedoch eine asynchrone Demodulation unter Verwendung des in Fig. 6(b).

Die Idee ist, den empfangenen Bitstrom mit einer Replik davon zu multiplizieren, die um eine Bitperiode verzögert wurde. Das resultierende Signal hat eine Komponente der Form cos (φk − φk−1), wobei φk die Phase des k−ten Bits ist, die zur Wiederherstellung des Bitmusters verwendet werden kann, da Informationen in der Phasendifferenz φk− φk-1 codiert sind. Ein solches Schema erfordert Phasenstabilität nur über wenige Bits und kann durch Verwendung von DFB-Halbleiterlasern implementiert werden. Das Delay-Demodulationsschema kann auch für CPFSK verwendet werden. Der Betrag der Verzögerung hängt dabei vom Tonabstand ab und wird so gewählt, dass die Phase für das verzögerte Signal um π verschoben wird.