Gemensam bas

flera exempelapplikationer beskrivs i detalj nedan. En kort översikt följer.

• förstärkarens ingångsimpedans Rin som tittar in i emitternoden är mycket låg, ges ungefär av

R in = R E = V T I E, {\displaystyle R_ {\text{in}}=r_{e} = {\frac {V_{t}}{I_{E}}},}

där VT är termisk spänning, och IE är DC-emitterströmmen. Till exempel, för VT = 26 MV och IE = 10 mA, ganska typiska värden, Rin = 2,6 kcal. Om IE reduceras för att öka Rin, finns det andra konsekvenser som lägre transkonduktans, högre utgångsmotstånd och lägre Bisexuell som också måste beaktas. En praktisk lösning på detta lågingångsimpedansproblem är att placera ett gemensamt emittersteg vid ingången för att bilda en kaskodeförstärkare.

• eftersom ingångsimpedansen är så låg har de flesta signalkällor större källimpedans än den gemensamma basförstärkaren Rin. Konsekvensen är att källan levererar en ström till ingången snarare än en spänning, även om det är en spänningskälla. (Enligt Nortons teorem är denna ström ungefär iin = vS / RS). Om utsignalen också är en ström, är förstärkaren en strömbuffert och levererar samma ström som ingången. Om utgången tas som en spänning, är förstärkaren en transresistansförstärkare och levererar en spänning beroende på belastningsimpedansen, till exempel vout = iin RL för en motståndsbelastning RL mycket mindre i värde än förstärkarens utgångsmotstånd. Det vill säga spänningsförstärkningen i detta fall (förklaras mer detaljerat nedan) är

v ut = i I R L = v S R L r s Jacobs a v = v ut v S = R L R S . {\displaystyle v_ {\text{ut}} = i_ {\text{in}}R_{l}=v_{s}{\frac {r_{l}}{R_{s}}\Rightarrow A_{v}={\frac {v_ {\text{ut}} {v_{s}}} = {\frac {R_{l}}{R_{s}}}.}

Observera att för källimpedanser så att rs Xiaomi re utgångsimpedansen närmar sig Rout = RC || .

• för det speciella fallet med mycket lågimpedanskällor fungerar common-base-förstärkaren som en spänningsförstärkare, ett av exemplen som diskuteras nedan. I det här fallet (förklaras mer i detalj nedan), när RS 2430 re och rl rl, blir spänningsförstärkningen

A v = v ut v s = r l r e occupic g m r L, {\displaystyle A_{v}={\frac {v_ {\text{out}}} {v_{s}}} = {\frac {R_{l}}{r_{e}}} \ ca g_{m}R_{L},}

där gm = IC / VT är transkonduktansen. Observera att för låg källimpedans, Rout = rO || RC.

• införandet av rO i hybrid-pi-modellen förutsäger omvänd överföring från förstärkarens utgång till dess ingång, det vill säga förstärkaren är bilateral. En konsekvens av detta är att ingångs – / utgångsimpedansen påverkas av belastnings – /källavslutningsimpedansen, varför exempelvis utmatningsmotståndet Rout kan variera över intervallet rO || RC | RC| RC (+1) rO / / RC, beroende på källmotståndet RS. Förstärkaren kan approximeras som ensidig när försummelse av rO är korrekt (gäller för låga vinster och låga till måttliga belastningsmotstånd), vilket förenklar analysen. Denna approximation görs ofta i diskreta mönster, men kan vara mindre exakt i RF-kretsar och i integrerade kretsdesigner, där aktiva belastningar normalt används.

spänningsförstärkareredigera

Figur 2: liten-signal modell för beräkning av olika parametrar; TH Kazakvenin spänningskälla som signal

för fallet när den gemensamma baskretsen används som spänningsförstärkare visas kretsen i Figur 2.

utmatningsmotståndet är stort, åtminstone RC / / rO, det värde som uppstår med låg källimpedans (RS bisexuell rE). Ett stort utgångsmotstånd är oönskat i en spänningsförstärkare, eftersom det leder till dålig spänningsdelning vid utgången. Ändå är spänningsförstärkningen märkbar även för små belastningar: enligt tabellen, med RS = rE är förstärkningen Av = gm RL / 2. För större källimpedanser bestäms förstärkningen av motståndsförhållandet RL / RS, och inte av transistorns egenskaper, vilket kan vara en fördel där okänslighet för temperatur-eller transistorvariationer är viktig.

ett alternativ till användningen av hybrid-pi-modellen för dessa beräkningar är en allmän teknik baserad på tvåportsnät. Till exempel, i en applikation som den här där spänningen är utgången, kan en g-ekvivalent tvåport väljas för enkelhet, eftersom den använder en spänningsförstärkare i utgångsporten.

för RS-värden i närheten av rE är förstärkaren övergång mellan spänningsförstärkare och strömbuffert. För RS >> Re ska drivrutinsrepresentationen som en Th Kazakvenin-källa ersättas med representation med en Norton-källa. Den vanliga baskretsen slutar fungera som en spänningsförstärkare och beter sig som en strömföljare, som diskuteras nästa.

nuvarande följareredigera

Figur 3: vanlig baskrets med Norton-drivrutin; RC utelämnas eftersom en aktiv belastning antas med oändligt motstånd mot små signaler

Figur 3 visar den gemensamma basförstärkaren som används som en strömföljare. Kretssignalen tillhandahålls av en AC Norton-källa (ström IS, Norton resistance RS) vid ingången, och kretsen har en motståndsbelastning RL vid utgången.

som tidigare nämnts är denna förstärkare bilateral som en följd av utgångsmotståndet rO, som ansluter utgången till ingången. I detta fall är utmatningsmotståndet stort även i värsta fall (det är åtminstone rO || RC och kan bli (6 + 1) ro || RC för stora RS). Stort utgångsmotstånd är ett önskvärt attribut för en strömkälla eftersom gynnsam strömdelning skickar det mesta av strömmen till lasten. Den nuvarande förstärkningen är mycket nära enighet så länge som RS Xiaomi rE.

en alternativ analysteknik är baserad på tvåportsnät. Till exempel, i en applikation som den här där strömmen är utgången, väljs en h-ekvivalent tvåport eftersom den använder en strömförstärkare i utgångsporten.